第19章 电力电子

Note

电力电子（Power Electronics）研究的不再是”信号怎么放大”，而是”功率怎么高效地送到负载”：功放推动扬声器、可控硅调节电灯亮度、开关电源给整台电脑供电。本章沿三条线索展开：功率放大器的电路与失真、放大器的类别与效率、以及从变压器到开关稳压电源的完整供电链路。核心矛盾始终是线性度 vs 效率。

19.1 引言

“功率放大器”专指以向负载输出大功率为主要任务的电路。不同应用对指标取舍不同：

• 音频功放：要输入-输出近似线性；
• 加热器控制：线性不重要，效率才是关键；
• 更极端的情形只关心送出多少功率、不管波形 → 用开关技术，效率极高。

线性放大器往往在自身耗散大量热能；开关技术则用一点失真换来高效率。线性电路可用 FET 或 BJT 实现（本章以 BJT 为主）；开关电路则常用晶闸管（thyristor）、双向可控硅（triac）等专用器件。

19.2 双极晶体管功率放大器

功率放大器要求输出电阻低，才能向负载灌入大电流。回忆第 18 章：共集电极组态（射极跟随器）输出电阻低至 $r_e$，虽无电压增益，却是功放输出级的标配。

19.2.1 电流源与电流阱：容性负载的难题

现实负载往往不是纯电阻：扬声器有电感，长电缆带来电容。驱动容性负载时，放大器有时要向负载供出电流（充当电流源），有时要吸收电流（充当电流阱）。

以 npn 射极跟随器为例：输入变正时，晶体管射极电流给电容快速充电——没问题；输入变负时需要放掉电容电荷，但 npn 跟随器只会”推”不会”拉”，放电只能走发射极电阻 $R_E$——比放大器输出电阻大得多，放电很慢。换 pnp 管则相反：放电快、充电慢。把 $R_E$ 减小能加速，但静态电流和功耗随之暴增，大功率场合行不通。

19.2.2 推挽放大器

解决方案是推挽（push–pull）：一只 npn 管负责”推”（供电流），一只 pnp 管负责”拉”（吸电流），负载两个方向都能被低阻驱动。通常配分裂电源（正负电源，负载接地）。任一时刻只有一管导通，静态功耗低。

交越失真（crossover distortion）：基极电压在零附近的小范围内（±$V_{BE}$ ≈ ±0.5~0.7 V），两管都截止，输出出现”死区”。解决办法：在两管基极之间串两只二极管，垫起约 $2V_{BE}$ 的偏压，让一管恰好在一管关断时导通。但二极管电流远小于输出管电流，其导通压降略小于管子的 $V_{BE}$，死区缩小却未消失——更完善的偏置方案见 19.4 节。

19.2.3 放大器的效率

$$\text{效率}=\frac{\text{负载得到的功率}}{\text{从电源吸收的功率}}$$

效率为什么重要？不是电费问题——吸收了却没送到负载的功率全部变成管子里的废热：热多了就得用更大的功率管、加散热器甚至风扇、放大电源，系统又贵又重。效率主要由放大器的类别（class）决定。

19.3 放大器的类别

类别按输出管导通时间占输入周期的比例划分：

类别	导通比例	最大理论效率	特点
甲（A）	100%	25%（变压器耦合可近 50%）	失真最小、静态功耗大
乙（B）	50%	约 78%	静态零电流、有交越失真
甲乙（AB）	50%–100%	介于 A、B 之间	音频功放主流折中
丙（C）	<50%	接近 100%	严重失真，仅用于射频+滤波
丁（D）	开关（全开/全关）	理想 100%	PWM 开关放大器

甲类：静态电流大于最大输出电流，管子整个周期都导通。失真极低，但空载时也在大量发热——只在高性能音频等”低失真值得花钱”的场合使用。

乙类：推挽，每管各导通半个周期，静态零电流，理想效率约 78%。

甲乙类：给乙类加一点偏置（如多加一只二极管），让两管在过零附近同时微导通，交越失真大幅下降，效率略降。这是音频功放的标准选择。

丙类：导通不到半周，可让器件工作在峰值电流而不超功耗上限，效率接近 100%，但波形严重失真，只用于发射机等场合（用谐振回路滤出基波）。

丁类：输出管当开关用——导通时电流大但压降≈0，关断时压降大但电流≈0，两种状态功耗都近乎为零。通过高速通断加脉宽调制（PWM, pulse-width modulation）控制占空比来连续调节输出功率。开关放大器（switching amplifier）效率极高，是现代 D 类功放和开关电源的基础。

Success

类别判断口诀：“看导通角”——整周甲、半周乙、中间甲乙、不足半周丙、开开关关是丁。A/B/AB/C 是线性放大器，D 是开关放大器；线性的几类之间差别就在于静态电流大小。

19.4 功率放大器的实现细节

19.4.1 乙类偏置的精细化

图 19.10 的裸推挽（无偏置二极管）严格说甚至算不上乙类（死区 ±$V_{BE}$，每管导通不足半周），交越失真巨大。改成真正的乙类需要把两管基极电压分开约 $2V_{BE}$，方法有：

• 两只二极管串在两基极之间；
• 再加一只小预调电位器（preset）与二极管串联，微调两基极间的电压：调到恰好没有静态电流时是乙类；调到有一点静态电流、消除交越失真时是甲乙类。

Warning

推挽输出级最经典的翻车事故是热失控（thermal runaway）：输出管发热 → $V_{BE}$ 下降 → 两基极间电压超过两管导通电压之和 → 静态电流出现并增大 → 发热更多 → 循环加剧直到烧管。对策：把偏置二极管（或 $V_{BE}$ 倍乘器里的晶体管）紧贴输出管安装做温度补偿——管子变热时二极管也变热，压降同步下降，偏压自动回缩。

19.4.2 稳定静态电流的措施

• 发射极小电阻：两输出管各串几欧（大功率时更小）的射极电阻，电流增大 → 压降增大 → $V_{BE}$ 被压低，构成串联负反馈，稳定静态电流，功耗很小；
• 达林顿输出：大功率管电流增益低（可能只有 10–60），用达林顿对（或互补达林顿）把增益提到千级，减轻驱动负担。注意达林顿需要 $4V_{BE}$（同型对）或 $2V_{BE}$（互补对）的偏置电压，相应要配四只或两只二极管；
• $V_{BE}$ 倍乘器：用一只晶体管+两只电阻替代二极管链。因基流可忽略：

$$V_{CE}=V_{BE}\frac{R_1+R_2}{R_1}$$

改变电阻比值就能得到任意倍数的 $V_{BE}$，一只管子顶整串二极管，同样要贴着输出管装做温度补偿。

19.4.3 为集成而设计：有源负载

分立电路里电阻电容便宜，能省则省无所谓；集成电路规则相反——晶体管比电阻省芯片面积，设计思路变为”能用有源器件就不用无源器件”：

• 负载电阻 → 二极管串（等效电阻为各管斜率电阻之和，但每只贡献 0.7 V 压降、阻值又小，不理想）；
• 负载电阻 → 电流镜：恒流 $I_m$ 供出，任何小信号集电极电流变化都直接呈现在输出上；一只电流镜可同时给多级当负载；
• FET 当有源负载（第 17 章的逻辑反相器就是实例）；
• 长尾对的两只负载电阻用电流镜的两条臂代替：零电阻、增益可达数千——这是双极运放输入级的标配。

19.5 四层器件：晶闸管与双向可控硅

晶体管做逻辑开关很在行，但高电压大电流下就吃力：高增益需要薄基区，薄基区又导致低击穿电压。于是出现了专为功率开关设计的四层（pnpn）器件。

19.5.1 晶闸管（thyristor / SCR）

结构：pnpn 四层，两端引出阳极（anode，p 端）与阴极（cathode，n 端），内层 p 区引出门极（gate）。不接门极时，它相当于三只二极管串联（两正一反），无论加什么电压总有一只反偏——完全不通。

理解其工作的最好模型是两只互耦的晶体管（pnp 管 T1 与 npn 管 T2）：

阳极相对阴极为正但初始都截止时，状态是稳定的。门极一来正脉冲：T2 导通 → 其集电极电流注入 T1 基极 → T1 导通 → T1 的集电极电流又反过来注入 T2 基极 → 正反馈（再生过程），电流自我维持地增长，直到两管都饱和、电流被外电路限制。此后撤掉门极信号电流照样维持——这就是晶闸管最独特的”一触即锁”特性。

关键参数与行为：

• 导通条件：门极脉冲 + 阳极正偏；触发后只要阳极电流不低于维持电流（holding current），就一直导通；
• 关断：电流降到维持电流以下（如交流过零）自动关断——晶闸管不能靠门极关断；
• 关态耐压几百到几千伏，通态只需 1 V 左右压降即可通过几十上百安；触发电流从 200 μA（小管）到 200 mA（百安级管）；开关时间约 1 μs；
• 功率开关也发热，较大器件必须装散热器；
• 只能单向导电，故又名可控硅整流器（SCR, silicon-controlled rectifier）。

交流调功应用：晶闸管与负载串入交流回路，触发脉冲固定在每周期同一相位角。一旦触发便导通到电压过零为止。改变触发相位角即可在 0–50%（半波控制）范围内调节负载功率；门极电路因与电源共地，通常用光电隔离。两只晶闸管反并联可得 0–100% 的全波控制，但要复制一整套触发与隔离电路。

19.5.2 双向可控硅（triac）与双向触发二极管（diac）

triac 相当于两只反并联的晶闸管合为一体，两个半周期都能导通，且一只门极就能触发（正负脉冲均可）。两端电极对称，称 MT1、MT2（主端子），门极电压以 MT1 为参考。

diac（双向触发二极管）是没有门极的 triac：电压低于转折电压（breakover voltage，典型 30–35 V）时截止，一旦超过便雪崩导通、两个方向都一样。它常用来给 triac 的门极”打火”。

经典应用：调光器（图 19.23）。电源经 $R_1$、$R_2$ 给电容充电，电容电压升到 diac 转折电压（约 30 V）瞬间，diac 导通，一股电流脉冲打进 triac 门极，triac 触发并维持到半周期结束（电压过零、电流低于维持电流）。调 $R_2$ 改变充电速率，即改变每半周的触发相位角——功率从近零调到近满。$R_1$ 限制最小总电阻，防止电位器打到底时烧毁。

Warning

相位控制（phase control，在半周中途触发）会在触发瞬间产生陡峭的电流跳变，通过电源线传播或以电磁干扰（EMI）形式辐射，干扰其他设备。替代方案是整周通断控制（burst firing）：只在电压过零点开关 triac、靠改变导通与关断半周数之比调功——无干扰，但只适合热惯性大的负载（如加热器），用于灯具会闪烁。

Success

三件套记忆法：thyristor 单向”点触发锁存”，triac 双向”一管通两半周”，diac 无门极”过压自触发”。晶闸管靠门极开、靠电流关；triac 是它的双向版；diac 专为给 triac 门极提供陡峭触发脉冲而生。

19.6 直流稳压电源

19.6.1 非稳压电源

最基本的低压直流电源三件套：降压变压器 + 全波整流器 + 储能（滤波）电容。输出电压由输入电压与变压器变比决定；负载电流越大，纹波越大、平均输出越低。适合对电压稳定度要求不高的场合（如电池充电）。

19.6.2 线性稳压电源

把非稳压电源接上稳压器就成了稳压电源。第 18 章的射极跟随器+齐纳管（图 19.26(a)）是入门版：输出 $V_o=V_Z-V_{BE}$，简单但不精确。

实用版加入取样反馈（图 19.26(b)）：$R_3/R_4$ 分压取样输出，T2 把取样电压与齐纳基准比较，输出偏高时 T2 集电极电流增大、把 T1 基极电压拉低，形成负反馈。稳态时取样点电压 $V_P\approx V_Z+0.7$ V，于是：

$$V_o=(V_Z+0.7\mathrm{V})\frac{R_3+R_4}{R_4}$$

算例（例 19.1）：$V_Z=4.7$ V，$R_3=1.222$ kΩ，$R_4=1$ kΩ → $V_o=5.4\times 2.222\approx 12$ V。实际产品是专用稳压 IC：内部用运放替代 T2 提高增益与调整率，还带限流保护；有固定电压型（+5、±15 V 等），也有外接电阻设定输出电压的可调型。

线性稳压的致命短板——功耗：为维持调整能力，输入必须比输出高一些，压差全部落在调整管上。例 19.2：$V_i=15$ V，$V_o=10$ V，负载 5 Ω → 输出电流 2 A，负载得 20 W，调整管白白烧掉 $(V_i-V_o)I_o=10$ W——与负载功耗同一量级！加上工频变压器又重又大，线性电源在高功率场合非常不经济。

19.6.3 开关稳压电源（开关电源）

开关稳压器的思路：让开关以约 20 kHz 以上（现代远高于此）的固定频率通断，改变占空比（duty cycle，导通时间占比）来控制输出的平均值——这正是丁类放大/PWM 的思想。理想开关两种状态功耗都为零（关时无电流、开时无压降），实际晶体管开关特性也很好，所以效率极高。

LC 平均电路（图 19.28）把 PWM 方波”抹平”成直流：开关闭合时电流经电感流向电容储能；开关断开时电感维持电流（产生感应电动势）、经续流二极管继续给电容充电。负载取流后电路达到平衡，输出等于开关波形平均值加小纹波。

闭环稳压（图 19.29）：$R_1/R_2$ 取样输出得 $V_F$，与齐纳基准 $V_Z$ 比较，比较器调节 PWM 占空比——$V_F$ 低就加大占空比，高就减小。稳态时 $V_F=V_Z$，输出电压为：

$$V_o=V_Z\frac{R_1+R_2}{R_2}$$

把线性稳压器换成开关稳压器，还能进一步甩掉工频变压器：市电直接整流后进开关稳压器。这样的电源叫开关电源（switch-mode power supply/unit, SMPU）。如今可以用专用稳压 IC 加少量外围元件搭建，也可直接购买成品模块。优点是效率高、体积小、重量轻；代价是电路复杂、开关噪声需要处理。

Success

电源演进主线：“变压→整流→滤波”是底座，“取样-比较-反馈”是稳压的灵魂。线性稳压器靠”调管压降”稳压（简单但烧功率），开关稳压器靠”调占空比”稳压（复杂但高效省热）。记住例 19.2 那个 10 W 白烧的数字，就明白为什么现代设备几乎全用开关电源。

自测

自测五题（点击展开答案）

1. 简单推挽放大器为什么产生交越失真？最直接的改进是什么？ 输入在零附近 ±$V_{BE}$ 范围内两管都截止，输出出现死区，信号穿过零点时波形被”掐”一下。直接改进是在两管基极之间串入两只二极管（或 $V_{BE}$ 倍乘器），垫起约 $2V_{BE}$ 偏压，使一管恰好接替另一管导通；再配预调电阻微调静态电流，可从乙类调成甲乙类。
2. 甲类、乙类、甲乙类、丁类放大器的导通比例与效率上限各是多少？各适合什么场合？ 甲类导通 100%，效率上限 25%（变压器耦合近 50%），用于低失真高保真功放；乙类导通 50%，上限约 78%，静态零功耗但有交越失真；甲乙类导通 50%–100%，效率介于两者之间，以微小效率代价换取消除交越失真，是音频功放主流；丁类为开关工作，理想效率 100%，用于高效功放与开关电源。
3. 什么是热失控？推挽输出级如何防范？ 输出管发热使其 $V_{BE}$ 下降，若基极间偏压不变，则静态电流增大、发热更多，正反馈循环直至烧管。防范：将偏置二极管或 $V_{BE}$ 倍乘器的晶体管热耦合到输出管上做温度补偿，同时可加小发射极电阻提供串联负反馈稳定静态电流。
4. 晶闸管导通后为什么撤掉门极信号仍继续导通？怎样才会关断？ 其 pnpn 结构等效为两只交叉耦合的晶体管，触发后形成自维持的正反馈（再生）过程：T1、T2 互相提供基极电流，无需门极继续激励。只有当阳极电流降到维持电流以下（例如交流电压过零）时正反馈断链，器件才自动关断——门极无法关断它。
5. 线性稳压器与开关稳压器在原理和效率上的本质差别是什么？ 线性稳压器让调整管工作在线性区，通过”吃掉”输入输出之间的压差来稳压，压差乘以负载电流全部变成管耗（15 V 进 10 V 出、2 A 时白烧 10 W），效率低但电路简单纹波小。开关稳压器让管子只在全开/全关间切换（两种状态功耗近似为零），通过 PWM 占空比加 LC 滤波调节输出平均值，效率高、体积小，但电路复杂且有开关噪声。