📘 第 2 章：二极管及其应用

这一篇在干嘛？

这一章讲的是二极管（diode）——一种只允许电流单方向通过的元件。我们先从它的物理根基 PN 结（pn junction）讲起，弄懂为什么它”单向导电”；然后学习它的三种电路模型、三大整流电路（半波、全波、桥式）、电容滤波与三端稳压器、限幅与钳位电路，最后认识齐纳、变容、LED、光电二极管这些”特长生”，并学会看数据手册和排查电源故障。原书 2–1 节（半导体能带基础）未包含在本切片中，我们从 2–2 节正式开始。

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2.2 掺杂与 PN 结
2.3 二极管的偏置
2.4 二极管特性
2.5 整流电路
2.6 滤波与集成电路稳压器
2.7 限幅与钳位电路
2.8 特殊用途二极管
2.9 二极管数据手册
2.10 电源故障排查
本章小结与关键公式
自测与练习插图
附录切片附带的第 3 章开头 BJT 简介

2.2 掺杂与 PN 结

本征硅（intrinsic silicon，即纯净的硅）其实是种很差的导体——自由载流子太少。想让它能导电，就必须人为地”加料”：通过掺杂（doping）向纯净硅中可控地引入杂质原子，成倍增加自由电子或空穴的数量，从而大幅提高电导率、降低电阻率。掺杂后的硅分两大类：n 型和 p 型。

n 型材料：往硅里掺入五价杂质（每个原子有 5 个价电子），称为施主（donor），典型元素有砷（arsenic）、磷（phosphorus）、锑（antimony）。每个五价原子和周围 4 个硅原子形成共价键后，会多出一个不受任何束缚的电子，直接进入导带成为自由电子。所以 n 型里电子是多数载流子（majority carrier），空穴是少数载流子（minority carrier）。
p 型材料：往硅里掺入三价杂质（只有 3 个价电子），称为受主（acceptor），典型元素有铝（aluminum）、硼（boron）、镓（gallium）。三价原子凑不齐 4 个共价键，每掺入一个就留下一个空穴（hole）。所以 p 型里空穴是多数载流子，电子是少数载流子。

常见坑：掺杂不等于带电

很多初学者以为”n 型带负电、p 型带正电”。错！掺杂过程始终保持整体电中性：n 型里那个多余电子的负电荷，正好被施主原子核多出的一个正电荷抵消；p 型同理。n、p 只是描述载流子的种类占多数，不是材料带了静电。

制造时把一块硅的一半掺成 n 型、另一半掺成 p 型，两者的交界面就叫 PN 结（pn junction）。这一个结，就是二极管、三极管乃至所有固态器件的核心。

图：PN 结形成瞬间，n 区靠近交界面处的自由电子开始扩散穿过结，落入 p 区的空穴中（原书图 2–5a）

图：每有一个电子扩散过结并与空穴复合，n 区就留下一个正电荷、p 区就产生一个负电荷，形成势垒 $V_{B}$ ；该过程持续到势垒电压足以排斥进一步的扩散为止（原书图 2–5b）

耗尽层（depletion region）：结一旦形成，结附近的导带电子会越过边界扩散进 p 区，与那里的空穴复合。每复合一个电子，n 区侧就剩下一个带净正电的正离子（施主原子失去了电子），p 区侧则出现一个带净负电的负离子（受主原子多得了电子）。这些固定不动的离子层在结两侧堆积，形成一个内建电场，即势垒电位（barrier potential， $V_{B}$ ）：

室温下硅（Si）约为 0.7 V，锗（Ge）约为 0.3 V。
锗二极管如今已很少用，所以本书和实际工程中基本都按 0.7 V 计算。

离子层建成后，结两侧的区域里既几乎没有自由电子也几乎没有空穴——被”耗尽”了，所以叫耗尽层。想再让任何电荷穿越这条边界，就必须先克服这个势垒电位。

通关标准：

能不看书回答：n 型/p 型分别是掺什么杂质、多哪种载流子？势垒电位硅是多少？为什么掺杂后材料整体仍不带电？——四个问题都答上来，这节就算过了。

2.3 二极管的偏置

一个 PN 结就构成一个半导体二极管（semiconductor diode）。平衡状态下 PN 结上没有电流。二极管的本事在于：通过外加直流电压的极性——即偏置（bias，指为半导体器件设定工作条件的固定直流电压）——可以决定它导通还是截止。

正向偏置（forward bias）：电源负极接 n 区（阴极 cathode 端），正极接 p 区（阳极 anode 端）。此时阳极电位高于阴极。工作过程：电源负极把 n 区的电子推向结，正极把 p 区的空穴也推向结；当外加电压足以克服势垒电位时，电子穿过耗尽层进入 p 区与空穴复合。电子离开 n 区后，电源负极源源不断补充电子——所以 n 区里是电子（多数载流子）向结移动形成电流；电子进入 p 区变成价电子，在空穴间逐格”接力”移向正极，等效于空穴（多数载流子）向结移动。两区都是多数载流子导电，所以正向电流可以很大。

图：正向偏置半导体二极管中的电子流动路径（原书图 2–6）

反向偏置（reverse bias）：电源负极接 p 区、正极接 n 区（阳极更负、阴极更正）。电源把多数载流子都拉离结：负极吸走 p 区的空穴，正极吸走 n 区的电子。结果耗尽层变宽，直到其上的电位差等于外加电压为止——此时耗尽层就像一层绝缘体夹在两组离子之间，多数载流子电流被完全阻断。

图：(a) 反向偏置刚加上时的瞬态电流（原书图 2–7a）

图：(b) 耗尽层电位差等于外加偏置电压后，电流停止（原书图 2–7b）

反向峰值电压（peak inverse voltage, PIV）：二极管反向偏置时必须能承受住加在它上面的最大反向电压，否则会被击穿。选用二极管时，PIV 额定值应高于电路中的实际反向电压。

反向击穿（reverse breakdown / 雪崩击穿 avalanche breakdown）：如果反向电压加得足够大，某个少数载流子电子被外电场加速，撞上原子把价电子撞进导带——1 变 2、2 变 4、4 变 8……载流子雪崩式倍增，反向电流迅速增大。注意：击穿本身并不必然损坏二极管，真正杀手是过热——只要电路里有限流措施，二极管可以在击穿区安全工作（齐纳二极管就是专门为此设计的，见 2.8 节）。

常见坑：别把 $V_{B B}$ 和 $V_{B}$ 搞混

$V_{B B}$ 是外接的偏置电池电压（你加的）， $V_{B}$ 是 PN 结自身的势垒电位（约 0.7 V，材料属性）。正向导通时二极管两端”吃掉”约 0.7 V，剩下 $V_{B B} - 0.7$ V 落在限流电阻上；反向截止时整个 $V_{B B}$ 几乎全落在二极管上。

2.4 二极管特性

符号与基本接法

图：通用二极管的标准电路符号，A 为阳极、K 为阴极，箭头始终指向阴极（原书图 2–8a）

图：二极管的正偏与反偏电路， $V_{B B}$ 是偏置电池电压， $V_{B}$ 是势垒电位，电阻把正向电流限制在安全值内（原书图 2–8b、c）

正向偏置时，阳极相对阴极为正，二极管导通（电流表有读数），此时阳极与阴极之间始终维持约等于势垒电位 $V_{B}$ 的电压，电阻上的电压 $V_{R} = V_{B B} - V_{B}$ 。反向偏置时二极管截止，电路无电流，电阻上没有电压，整个 $V_{B B}$ 全部加在二极管两端。

图：常见二极管封装及引脚标识，A 表示阳极、K 表示阴极（原书图 2–9）

特性曲线（IV 曲线）

图：二极管伏安特性曲线，右上象限为正向区，左下象限为反向区（原书图 2–10）

正向区（第一象限）：正向电压 $V_{F}$ 低于势垒电位时几乎没有正向电流 $I_{F}$ ；接近 0.7 V（硅）时电流开始上升；一旦达到势垒电位，电流急剧增长，必须用串联电阻限流。导通后二极管两端电压维持在约 0.7 V 并随电流略微增大——这个电压常被称为二极管压降（diode drop）。
反向区（第三象限）：反向电流几乎为零，直到击穿电压。大多数整流二极管的击穿电压高于 50 V，正常应用不会工作在反向击穿区。

用示波器也能”画”出这条曲线：给二极管加一个峰峰值 5 V、以 0 V 为中心的三角波，通道 1 测二极管压降、通道 2 测与电流成正比的信号，示波器置 X-Y 模式并把通道 2 反相即可。注意信号发生器的公共端不能与示波器地相同。

图：在示波器上显示二极管 IV 曲线的接法，示波器置于 X-Y 模式且 Y 通道反相（原书图 2–11）

用万用表/欧姆表快速判好坏

模拟欧姆表的内电池可以给二极管加正偏或反偏：选 R×100 挡，正反各测一次，正反向读数之比应很高（典型 1000 倍以上）。这只是一种相对测试。多数数字万用表有专门的二极管挡：好的硅二极管正向显示约 0.5～0.7 V 的压降，表笔反接则显示过载。

三种电路模型

分析电路时不必每次都搬出完整的指数曲线，按精度需求选模型即可：

理想模型（ideal model）——把二极管当开关：正偏=闭合开关，反偏=断开开关。正向压降和反向电流都视为零。当偏置电压至少是势垒电位的 10 倍以上时，这个模型已经足够准。

图：理想模型，(a) 正偏时相当于闭合开关（原书图 2–12a）

图：理想模型，(b) 反偏时相当于断开开关（原书图 2–12b）

图：理想模型的特性曲线（原书图 2–12c）

阈值模型（offset model）——在理想开关上串一个 0.7 V 的”等效电池”（正极朝阳极）。注意：势垒电位不是真的电压源，电压表量不出来，它只在正偏时表现出”抵消电压”的效果。反偏时仍是断开开关。本书除非特别说明，一律使用这个模型。

图：阈值模型，(a) 正偏＝闭合开关 + 0.7 V 等效电池（原书图 2–13a）

图：阈值模型，(b) 反偏＝断开开关（原书图 2–13b）

图：阈值模型的特性曲线（原书图 2–13c）

阈值-电阻模型（offset-resistance model）——再串入一个很小的正向（体）电阻，它实际上是交流电阻（见原书 1–1 节），随测量点不同而变，图中用直线近似。反偏时则用一个非常大的并联电阻来体现极小的反向电流。还有更小的二阶效应（如结电容）该模型没包含，那就要靠计算机仿真了。

图：阈值-电阻模型，(a) 正偏：包含势垒电位和正向电阻（原书图 2–14a）

图：阈值-电阻模型，(b) 反偏：包含极大的反向并联电阻（原书图 2–14b）

图：阈值-电阻模型的特性曲线（原书图 2–14 续）

常见坑：模型选错，答案"差很多"其实是"该差很多"

用理想模型算出的输出电压总比阈值模型高 0.7 V（桥式整流高 1.4 V）。做题前先看题目要求用什么模型——题目没说就按本书惯例用阈值模型（扣 0.7 V）。别把两种模型的答案当成谁对谁错。

系统示例 2–1：太阳能光伏系统

图：系统示例 2–1 章节图

PN 结也是光伏电池（photovoltaic cell / solar cell，太阳能电池）的核心。光伏效应：阳光中的光子（能量”包裹”）在 n 区和 p 区激发出电子-空穴对，电子聚集在 n 区、空穴聚集在 p 区，在电池两端形成电位差；接上负载后电子流过外部电路供电。

晶体硅电池的结构：从超纯硅锭（常用直拉法/Czochralski 方法生长——把籽晶浸入熔融多晶硅中边旋转边提拉，长出圆柱形硅锭）切出薄片，掺杂形成 PN 结，其中 n 区做得比 p 区薄得多以便透光；顶面用光刻或丝网印刷做出细细的栅状电极（尽量少遮挡阳光），底面是整面固体接触电极；再镀一层减反射膜提高吸光率，最后覆盖玻璃或透明塑料防风雨。

图：光伏太阳能电池的基本构造（原书图 SE2–1）

图：一块成品光伏太阳能电池（原书图 SE2–2）

串联升压、并联扩流：单个电池只能输出约 0.5～0.6 V，实用价值不大。把电池串联可以提高电压——例如 6 个串联电池理想输出 6 × 0.5 V = 3 V（电流与单节相同）；要更大电流就把串联组再并联——假设每节电池能输出 2 A，12 节电池按 2 串 6 并（串-并联）排列就能在 3 V 下输出 4 A。多片电池组合成的组件叫太阳能板（solar panel / solar module）。

图：(a) 串联提高电压（原书图 SE2–3a）

图：(b) 串-并联提高电流（原书图 SE2–3b）

市售太阳能板常见 12 V、24 V、36 V、48 V 规格。实际的”12 V”板输出是 15～20 V——因为要给 12 V 电池充电并补偿线路压降。理想情况下 24 节 0.5 V 的电池即可凑出 12 V，实际 12 V 板通常用三十多节。厂家按峰值太阳辐照度（peak sun irradiance，1000 W/m²）下的输出功率标称。例如某 12 V 板额定电压 17 V、峰值日照下给负载输出 3.5 A，则标称输出功率为

P = V I = (17 V) (3.5 A) = 59.5 W

图：大型太阳能板阵列（原书图 SE2–4，图片来源 NREL.gov）

一套带交流负载的太阳能供电系统由四部分组成：太阳能板、充电控制器、电池组和逆变器（inverter，把直流变交流；只带直流负载时不需要）。效率是关键指标——压降、光伏转换过程等损耗不可避免，要尽量减小。

图：带电池备份的基本太阳能供电系统框图（原书图 SE2–5）

通关标准：

① 能画出二极管符号并标出阳极/阴极；② 能徒手画出特性曲线并说明 0.7 V 拐点、反向击穿区位置；③ 能说出三种模型各自包含/忽略了什么、什么场合用哪个；④ 单节太阳能电池 0.5 V，10 节串联、3 组并联总输出多少？（答：5 V，电流 ×3。）

2.5 整流电路

二极管”单向导电、反向阻断”的本事最经典的应用就是整流器（rectifier）——把交流电压变成脉动直流电压的电路。所有用交流电网供电的直流电源里都有整流器。本章学三种基本整流电路：半波、中心抽头全波、桥式全波。

半波整流器（half-wave rectifier）

交流源、二极管、负载电阻串联。输入正半周时二极管正偏导通，负载上得到输出电压——峰值等于输入峰值减去一个二极管压降（式 2–1）：

V_{p (o u t)} = V_{p (in)} - 0.7 V (2-1)

输入负半周时二极管反偏截止，负载电压为零。净效果：负载上只剩下正半周（扣除 0.7 V），输出是一串脉动直流。注意：负半周期间二极管必须承受住输入的负峰值电压而不被击穿。当输入峰值远大于 0.7 V 时，工程上常直接忽略二极管压降（即用理想模型）。

图：(a) 半波整流器电路（原书图 2–15a）

图：(b) 输入正半周时二极管导通（原书图 2–15b）

图：(c) 输入负半周时二极管截止，输出电压为零（原书图 2–15c）

图：(d) 三个输入周期对应的半波输出电压（原书图 2–15d）

例题 2–1

已知：图示半波整流器输入峰值 5 V。求输出峰值电压、二极管的反向峰值电压 PIV，并画出二极管和负载电阻上的波形。

图：例题 2–1 电路（原书图 2–16）

解：半波输出峰值电压

V_{p} = 5 V - 0.7 V = 4.3 V

PIV 是二极管反偏时承受的最大电压，出现在输入负半周：

PIV = V_{p} = 5 V

图：例题 2–1 的波形。把负载电压和二极管电压逐点相加，正好还原输入电压（原书图 2–17）

练习：若输入峰值为 3 V，输出峰值和 PIV 各是多少？（答案：2.3 V，3.0 V）

全波整流器（full-wave rectifier）

全波与半波的区别：整个输入周期都向负载提供同方向电流，输出每半个输入周期脉动一次。

图：Multisim 仿真文件 F02-17，演示正、负半波整流器的工作（原书插图）

图：全波整流的输出波形（原书图 2–18）

中心抽头（center-tapped, CT）全波整流器：用两只二极管接在带中心抽头的变压器副边上。副边总电压的一半出现在中心抽头与副边每一端之间。

输入正半周： $D_{1}$ 正偏、 $D_{2}$ 反偏，电流经 $D_{1}$ 流过负载；
输入负半周： $D_{2}$ 正偏、 $D_{1}$ 反偏，电流经 $D_{2}$ 流过负载。

两个半周电流以同一方向流过负载，所以负载上得到全波整流直流。

图：中心抽头（CT）全波整流器电路（原书图 2–19）

图：(a) 正半周时 $D_{1}$ 正偏、 $D_{2}$ 反偏（原书图 2–20a）

图：(b) 负半周时 $D_{2}$ 正偏、 $D_{1}$ 反偏（原书图 2–20b）

匝比对输出电压的影响：变压器匝比为 1 时，整流输出峰值等于原边输入峰值的一半再减一个二极管压降（因为每个半绕组只分到一半电压）。想让输出峰值等于输入峰值（减压降），就要用 1:2 的升压变压器——此时每个半绕组上的电压恰好等于输入电压。

PIV：每只二极管轮流正偏/反偏，反偏时必须承受的峰值反向电压等于副边总电压的峰值 $V_{p (sec)}$ （理想模型下）。

例题 2–2

已知：原边加 25 V 峰值正弦波，变压器匝比 1:2（升压）。(a) 画出副边绕组和 $R_{L}$ 上的电压波形；(b) 二极管最小 PIV 额定值是多少？

图：例题 2–2 电路（原书图 2–21）

解：(a) 波形如图所示。

(b) 副边总峰值电压

V_{p (sec)} = (\frac{N _{sec}}{N _{p r i}}) V_{p (in)} = 2 (25 V) = 50 V

每个半绕组上有 25 V 峰值。用理想模型分析：一只二极管相当于短路时，另一只承受整个副边电压。所以每只二极管的最小 PIV 额定值为 50 V。

图：例题 2–2 副边电压波形（原书图 2–22a）

图：例题 2–2 负载电压波形（原书图 2–22b）

练习：若原边峰值输入为 160 V，二极管需要多高的 PIV 额定值？（答案：320 V）

桥式整流器（bridge rectifier）

用四只二极管，不需要中心抽头变压器——这是电源中最流行的方案，四只二极管也常封装成一个桥堆。工作原理：

输入正半周： $D_{1}$ 、 $D_{2}$ 正偏导通， $D_{3}$ 、 $D_{4}$ 反偏，负载上出现正半周电压；
输入负半周： $D_{3}$ 、 $D_{4}$ 正偏导通， $D_{1}$ 、 $D_{2}$ 反偏，负载上再次出现同方向的电压。

图：(a) 正半周时 $D_{1}$ 、 $D_{2}$ 导通， $D_{3}$ 、 $D_{4}$ 反偏（原书图 2–23a）

图：(b) 负半周时 $D_{3}$ 、 $D_{4}$ 导通， $D_{1}$ 、 $D_{2}$ 反偏（原书图 2–23b）

输出电压：忽略二极管压降时，副边总电压全部落在负载上， $V_{o u t} = V_{sec}$ 。但注意任何半周都有两只二极管与负载串联，计入硅管压降后（式 2–2）：

V_{o u t} = V_{sec} - 1.4 V (2-2)

PIV：当 $D_{1}$ 、 $D_{2}$ 导通时，把理想模型下它们视为短路，加在 $D_{3}$ 、 $D_{4}$ 上的反向峰值电压等于副边峰值电压： $PIV = V_{p (o u t)}$ 。

常见坑：桥式比 CT 多扣 0.7 V，别记混

同样的副边电压下，半波/CT 全波只扣一个 0.7 V 压降，桥式要扣两个（1.4 V）。但桥式不需要昂贵的中心抽头变压器，且每只二极管的 PIV 要求更低——这就是它成为最主流方案的原因。反过来问：相同输入和匝比下谁的输出电压最高？桥式（CT 若用 1:1 变压器输出只有一半）。

通关标准：

给你三种电路图能一眼认出是哪种整流器；能算半波 $V_{p (o u t)} = V_{p (in)} - 0.7$ 、桥式 $V_{o u t} = V_{sec} - 1.4$ ；知道全波输出纹波频率是输入频率的 2 倍（60 Hz 输入 → 120 Hz 输出）。

2.6 滤波与集成电路稳压器

整流出来的还是”脉动直流”，而电子电路需要平稳的直流电压和电流来供电与偏置。解决办法分两步：先滤波（filtering，用大电容大幅削减电压波动），再用稳压器（regulator）把输出”钉”在恒定电平上。如今的稳压器是廉价而高效的集成电路（IC）。

60 Hz 电网电压经半波整流后是 60 Hz 脉动直流，经全波/桥式整流后是 120 Hz 脉动直流，都必须滤除大幅波动。滤波可用电容、电感或两者组合，其中电容输入滤波器（capacitor-input filter）最便宜、用得最广。

电容输入滤波器的工作原理

以半波整流为例：

首次充电（图 a）：输入第一个正四分之一周期，二极管正偏，电容充电到输入峰值减一个二极管压降——这只在开机时发生一次；
缓慢放电（图 b）：输入过了峰值开始下降，电容保持电荷、二极管反偏截止，电容只能通过负载电阻 $R_{L}$ 放电，放电速率由 RC 时间常数决定——时间常数越大，放得越少；
再次充电（图 c）：下一周期输入电压重新超过电容电压约一个二极管压降时，二极管再次正偏，电容补足电荷。

图：(a) 电容初始充电（二极管正偏），只在开机时发生一次（原书图 2–24a）

图：(b) 峰值过后二极管反偏，电容经 $R_{L}$ 放电（原书图 2–24b）

图：(c) 二极管再次正偏，电容充回峰值；注意第二周期要等输入超过电容电压后二极管才导通（原书图 2–24c）

纹波电压（ripple voltage）：电容反复充放电造成的输出电压起伏就叫纹波。纹波越小，滤波越好。全波整流器的输出频率是半波的两倍，峰值间隔更短、电容放电更少，所以同样的 R 和 C 下全波整流更好滤。

图：同一输入、同一滤波电容下，半波与全波整流输出的纹波电压对比（原书图 2–25）

浪涌电流（surge current / inrush current）：开机瞬间滤波电容还没充电，相当于短路，正偏二极管里会涌过一股很大的初始浪涌电流（最坏情况：恰好在副边电压峰值时合闸）。浪涌电流可能烧毁二极管，所以有时要串一个限浪涌电阻 $R_{s u r g e}$ （阻值必须很小以免产生明显压降），二极管本身也要有足够的正向电流额定值。

图：(a) 电容输入滤波器中的浪涌电流路径（原书图 2–26a）

图：(b) 用限浪涌电阻限制开机浪涌电流（原书图 2–26b）

工程上更常用 NTC（负温度系数）热敏电阻限流：冷态阻值高（约 0.2 Ω 到 220 Ω），浪涌电流把它加热后阻值下降到压降可忽略的程度。注意热敏电阻断电后需要约 1 分钟冷却恢复高阻，频繁开关机的系统需改用主动限流。

集成电路（IC）稳压器

集成电路（integrated circuit, IC）是把完整功能电路做在一小块硅芯片上。IC 稳压器接在整流滤波输出之后，无论输入电压、负载电流或温度怎么变，都能维持恒定的输出电压（或电流）。大电容把纹波压到 10% 左右，稳压器再把纹波压到可忽略——“大电容 + IC 稳压器”是小电源的最佳性价比组合。

最流行的三端稳压器：输入端、输出端、参考（调整）端。内部自带电压基准、短路保护和过热关断，固定输出电压型号只需外接电容即可工作：输入端对地接一个大滤波电容；若滤波电容离稳压器较远，再就近并一个小电容防止振荡；输出端并一个 0.1～1.0 μF 的输出电容改善瞬态响应。

图：7800 系列三端固定正压稳压器及典型金属/塑封封装（原书图 2–27）

78XX / 79XX 系列：后两位数字就是输出电压——7812 输出 +12 V，7912 输出 −12 V；加足够散热片可输出 1 A。输出电压偏差在标称值的 1.5%～4% 以内，且输入或负载变化时基本保持不变。数据手册可在 www.onsemi.com 查到。

图：用 7805 构成的基本 +5 V 电源（原书图 2–28）

纹波抑制比（ripple rejection, RR）：以 7812 为例，典型 RR = 60 dB，即输出纹波比输入纹波低 60 dB（分贝回顾见原书 1–4 节）。

线性电源与开关电源

本章讲的电源都是线性电源。如今很多系统用开关电源（switch-mode power supply, SMPS）：开关稳压器工作在 50 kHz～1 MHz 的高速开关状态，更轻、更高效，但更复杂、更难检修，还会产生可观的电磁干扰（EMI）和电网谐波，某些地区（如欧洲）强制要求加功率因数校正。为抑制开关噪声，设计者常在开关稳压器输出端再级联一个 IC 线性稳压器。

图：系统笔记——线性电源与开关电源对比（原书插图）

例题 2–3

已知：MC7812B 稳压器的输入纹波为 100 mV，数据手册典型纹波抑制比为 60 dB。求典型输出纹波。

解：分贝电压比定义为

dB = 20 lo g (\frac{V _{o u t}}{V _{in}})

60 dB 是衰减，取负号：

- 60 dB = 20 lo g (\frac{V _{o u t}}{V _{in}})

两边除以 20：

- 3.0 = lo g (\frac{V _{o u t}}{100 mV})

去对数：

1 0^{- 3.0} = \frac{V _{o u t}}{100 mV}

V_{o u t} = (100 mV) \times 1.0 \times 1 0^{- 3} = 100 μ V

练习：查 www.onsemi.com 数据手册中 MC7805B 的典型纹波抑制比，求其输出纹波。（答案：39.8 mV）

LM317 可调稳压器

另一类三端稳压器是可调稳压器。LM317 始终在输出端与调整端之间维持恒定的 1.25 V，于是在 $R_{1}$ 上产生恒定电流 $1.25 V /240 Ω = 52 mA$ ；忽略调整端那极小的电流， $R_{2}$ 上流过同样的电流。输出取自 $R_{1}$ 、 $R_{2}$ 两端：

V_{o u t} = 1.25 V (\frac{R _{1} + R _{2}}{R _{1}})

$R_{2}$ 从 0 调到 1.0 kΩ 时，输出从 1.25 V 变到约 6.5 V——输出电压就是 1.25 V 乘以一个电阻比。

图：输出可调（1.25 V～6.5 V）的基本电源电路（原书图 2–29 电路）

图：Multisim 仿真文件 F02-29，演示 LM317 可调稳压器的工作（原书插图）

稳压指标：线性调整率与负载调整率

线性（输入）调整率（line regulation）：输入电压每变化一定量，输出电压变化多少（式 2–3）：

Line regulation = (\frac{Δ V _{O U T}}{Δ V _{I N}}) 100% (2-3)

负载调整率（load regulation）：负载电流从空载（NL）变到满载（FL）时，输出电压变化多少（式 2–4）：

Load regulation = (\frac{V _{N L} - V _{F L}}{V _{F L}}) 100% (2-4)

其中 $V_{N L}$ 是空载输出电压， $V_{F L}$ 是满载输出电压。

例题 2–4

已知：某 MC7805B 空载输出 5.185 V，满载输出 5.152 V。求负载调整率百分比，并判断是否合格。

解：

Load regulation = (\frac{V _{N L} - V _{F L}}{V _{F L}}) 100% = (\frac{5.185 V - 5.152 V}{5.152 V}) 100% = 0.64%

数据手册规定负载电流 5 mA～1.0 A 时输出最大变化 100 mV，即最大负载调整率 2%（典型 0.4%）。实测 0.64% 在规格范围内，合格。

练习：某稳压器空载输出 24.8 V、满载输出 23.9 V，负载调整率是多少？（答案：3.7%）

系统示例 2–2：一台线性直流电源的设计

图：系统示例 2–2 章节图

电源为系统中所有电路提供直流电压电流，是最重要的子系统。本例分两阶段设计：先做不稳压的 16 V 输出，再加稳压到 +12 V。第一阶段设计指标：

输入 120 V @ 60 Hz
直流输出 16 V ± 10%（第一阶段）
最大负载电流 250 mA
纹波系数 0.03（最大）
熔断器装在变压器原边
成本尽量低

图：带滤波电容的线性电源（原书图 SE2–6）

变压器：桥式输出要 16 V ± 10%，所以副边峰值须为 16 V 加上桥式两管压降；变压器按 rms 电压标称，需换算。还要核对匝比、最大负载电流，尽量选现货降成本。
熔断器：额定电流既不能在最大负载或浪涌时误熔断，又要在过流时保护变压器、桥和负载；装在原边，所有计算基于原边电流。
整流桥：四只分立二极管或一个 IC 桥堆（推荐后者，库存和装配都省事）。选型要定最大正向电流和 PIV。
滤波电容：纹波系数定义为

r = \frac{V _{r (pp)}}{V _{D C}}

其中 $V_{r (pp)}$ 是峰峰值纹波电压，可近似为

V_{r (pp)} = (\frac{1}{f R _{L} C}) V_{P (r ec t)}

f 是整流输出脉动直流的频率， $V_{P (r ec t)}$ 是未滤波的整流输出峰值。移项解出满足 0.03 纹波系数的最小电容值约为 4700 μF；电容的耐压值也必须核对。 $R_{L}$ 由直流输出电压除以最大负载电流确定。

第二阶段加稳压和 LED 电源指示，输出固定 +12 V，负载电流上限不变。

图：稳压线性电源（原书图 SE2–7）

稳压器：选 78XX 系列中的 MC7812。尽量加散热片——成本极小，却提升稳压器的稳定性与寿命。
小电容的作用：厂家建议输入端对地接 0.33 μF 电容消除高频振荡、输出端接一个电容改善瞬态响应。为什么大滤波电容旁还要并小电容？因为大电解电容有内部等效串联电阻和少量电感，会影响高频响应。
LED 指示电路：红色 LED 作”开机”指示，按手册测试电流范围计算限流电阻阻值及其功率额定值。
仿真 → 打样 → 测试：搭建前先用 Multisim 等软件仿真，再设计 PCB、焊接装配（图 SE2–8），最后逐项验证设计指标并核算量产成本。

图：Multisim 仿真文件 SE02-08，用于验证本电源设计是否满足全部指标（原书插图）

图：装在印刷电路板上的稳压 12 V 电源（原书图 SE2–8）

常见坑：电解电容装反会炸

更换滤波电容时除了容量，还必须核对耐压规格并严格注意极性——电解电容装反轻则过热失效，重则直接爆炸。装反的电解电容呈短路状，症状是保险丝熔断，这也是新手自制电路板最常见的翻车点之一。

2.7 限幅与钳位电路

除了整流，二极管还能做两件”整形”的活：限幅器（limiter，也叫削波器 clipper）把信号高于或低于某个电平的部分削掉；钳位器（clamper，也叫直流恢复器 dc restorer）给交流信号重新注入一个直流电平。

二极管限幅器

图：(a) 削掉正半周：输入为正时二极管导通（原书图 2–30a）

图：(b) 削掉负半周：二极管反接后，输入为负时导通（原书图 2–30b）

以图 (a) 为例：二极管阴极接地（0 V），输入变正、二极管正偏后，阳极电位最多只能到 0.7 V（硅管），所以 A 点波形在 +0.7 V 处被”削平”。输入低于 0.7 V 时二极管反偏如同开路，输出跟随输入但幅度由 $R_{1}$ 、 $R_{L}$ 分压决定：

V_{o u t} = (\frac{R _{L}}{R _{1} + R _{L}}) V_{in}

若 $R_{1} ≪ R_{L}$ ，则 $V_{o u t} ≅ V_{in}$ 。把二极管反过来接，就削掉负半周，A 点被钳在 −0.7 V。

一个实用场景：想用电网给计算机提供同步信号，半波整流输出峰值约 9 V，但逻辑电路输入不得超过约 5.0 V，否则可能损坏。加一个限幅器后信号被限制在 4.7 V 以内，计算机安然无恙。

图：限制进入计算机的信号幅度（原书图 2–31）

例题 2–5

已知：示波器按图接线，时基设为显示 1.5 个周期。问屏幕上会看到什么波形？

图：例题 2–5 电路（原书图 2–32）

解：输入低于 −0.7 V 时二极管正偏导通，这是一个负限幅器。 $R_{L}$ 上的峰值输出电压为

V_{p (o u t)} = (\frac{R _{L}}{R _{1} + R _{L}}) V_{p (in)} = (\frac{1.0 k Ω}{1.1 k Ω}) 10 V = 9.1 V

示波器将显示如图波形。

图：例题 2–5 的输入/输出波形（原书图 2–33）

练习：把 $R_{L}$ 改为 680 Ω，输出波形如何变化？（答案：峰值降到 8.7 V，负向仍钳在 −0.7 V）

用偏置电压调节限幅电平

想随心所欲地控制”从哪里开始削”？在二极管支路里串一个偏置电压 $V_{B B}$ 即可。A 点电压必须达到 $V_{B B} + 0.7 V$ 二极管才正偏导通，一旦导通 A 点就被钳在 $V_{B B} + 0.7 V$ ，高于它的部分全被削掉。调节 $V_{B B}$ 大小即可上下移动削波电平；把 $V_{B B}$ 极性反接，则削掉高于 $- V_{B B} + 0.7 V$ 的部分；要把低于某个负电平的部分削掉，就得把二极管和偏置电压按负限幅器的方式连接（此时 A 点须低于 $- V_{B B} - 0.7 V$ 才触发削波）。

图：带正偏置的正限幅器，削波电平为 $V_{B B} + 0.7$ V（原书图 2–34）

图：正偏置可调的正限幅器，削波电平随 $V_{B B}$ 变化（原书图 2–35）

图：带负偏置的正限幅器，正半周被限制在 $- V_{B B} + 0.7$ V 以上（原书图 2–36）

图：带负偏置的负限幅器（原书图 2–37）

例题 2–6

已知：电路把正偏置限幅器与负偏置限幅器组合在一起。求输出波形。

图：例题 2–6 电路（原书图 2–38）

解：A 点电压升到 +7.7 V 时 $D_{1}$ 导通、波形被限幅在 +7.7 V； $D_{2}$ 要等到电压降到 −7.7 V 才导通。所以高于 +7.7 V 和低于 −7.7 V 的部分都被削掉，输出是一段”平顶平底”的正弦波。

图：例题 2–6 的输出波形（原书图 2–39）

练习：若图 2–38 中两个直流源都是 10 V、输入峰值为 20 V，输出波形如何？（答案：输出被削顶在 +10.7 V、削底在 −10.7 V）

二极管钳位器

钳位器（clamper，直流恢复器）在交流信号上叠加一个直流电平，而不改变波形形状。以插入正直流电平的钳位器为例（图 2–40）：

输入第一个负半周时二极管正偏，电容迅速充电到接近输入峰值（ $V_{p (in)} - 0.7 V$ ）；
过了负峰，二极管反偏截止（阴极被电容电荷保持在 $V_{p (in)}$ 附近），电容只能经大阻值的 $R_{L}$ 缓慢放电，从一个负峰到下一个负峰几乎不掉电——为此 RC 时间常数至少要等于输入周期的 10 倍；
充满电的电容就像一节与输入信号串联的电池，其直流电压按叠加原理加到交流输入上，输出波形整体被”抬”起来，峰顶约在 0.7 V 附近。

图：(a) 二极管导通给电容 C 充电（原书图 2–40a）

图：(b) C 充满后就像一节电池（原书图 2–40b）

图：(c) 电容电压与交流输入电压叠加（原书图 2–40c）

图：正钳位后的输出波形，峰顶约在 +0.7 V（原书插图）

把二极管反过来接，就是负钳位——给信号叠加负直流电平。必要时还可以给二极管加偏置来微调钳位电平。

图：负钳位（原书图 2–41）

例题 2–7

已知：求钳位电路中 $R_{L}$ 上的输出电压。假设 RC 足够大、电容放电可忽略，输入峰值 24 V，二极管负向钳位。

解：钳位电路插入的直流值理想上等于输入峰值减二极管压降：

V_{D C} ≅ - (V_{p (in)} - 0.7 V) = - (24 V - 0.7 V) = - 23.3 V

实际上两峰之间电容会稍微放电，所以输出的平均值略小于计算值；输出波形最高点约在地电位上方 0.7 V 处。

图：例题 2–7 的输出波形（原书图 2–43）

练习：若图 2–42 中二极管和电容的极性都反接， $R_{L}$ 上的输出会怎样？（答案：输出变为约从 −0.7 V 到 +47.3 V 的正弦波）

常见坑：限幅器改波形，钳位器只"搬家"

一句话区分：限幅器削掉波形的一部分（形状改变），钳位器把整个波形上下平移（形状不变，只加直流）。考试里两者最经典的混淆就是把钳位当成限幅。另外钳位器要想工作得好，RC ≥ 10T（T 为输入周期），否则电容放电太多、钳位电平会”漂”。

通关标准：

① 看电路图能立刻判断是限幅还是钳位、削哪半边/钳到哪边；② 会算带偏置限幅器的削波电平（ $V_{B B} \pm 0.7$ V）和分压式限幅器的输出幅度；③ 能解释为什么钳位电路里电容”像电池”。

2.8 特殊用途二极管

前面用到的都是二极管的”单向导电”本事。还有一批二极管是专门为别的特性设计的：齐纳二极管、变容二极管、发光二极管和光电二极管。

图：特殊用途二极管章节配图

齐纳二极管（zener diode）

图：二极管伏安特性曲线回顾——反向击穿区电压几乎不随电流变化（原书图 2–45）

齐纳二极管是硅 PN 结器件，符号与普通二极管略有不同（阴极多一道”折线”），特点是专门设计工作在反向击穿区，击穿电压可在 1.8 V～200 V 之间由掺杂浓度精确控制。回顾特性曲线：进入反向击穿后，尽管电流可能剧烈变化，管子两端电压几乎不变——这个”恒压”特性就是齐纳管能稳压的原因。主要用途是电压基准和小电流场合的稳压；但它纹波抑制不如 IC 稳压器、也扛不住大的负载电流变化，与三极管或运放（operational amplifier, op-amp）组合可以得到更好的稳压电路。

图：齐纳二极管的反向特性曲线。 $V_{Z}$ 通常在测试电流 $I_{Z T}$ 处规定，记作 $V_{Z T}$ （原书图 2–46）

关键参数（看图 2–46 的曲线膝点）：

反向电流小于膝点电流 $I_{Z K}$ 时电压骤降、稳压失效——所以必须保证 $I_{Z} \geq I_{Z K}$ ；
电流超过最大电流 $I_{Z M}$ 可能损坏管子；
数据手册通常在齐纳测试电流 $I_{Z T}$ 处标称齐纳电压 $V_{Z T}$ 。

等效电路：理想近似就是一个电压等于 $V_{Z}$ 的电池；实用等效再串入齐纳阻抗 $Z_{Z}$ ——曲线不是绝对垂直的，齐纳电流变化 $Δ I_{Z}$ 会带来微小的电压变化 $Δ V_{Z}$ ：

Z_{Z} = \frac{Δ V _{Z}}{Δ I _{Z}} (2-5)

$Z_{Z}$ 通常在 $I_{Z T}$ 处规定，且可假设在整个线性区近似恒定。

图：齐纳等效电路，(a) 理想：仅一个 $V_{Z}$ 电池（原书图 2–47a）

图：齐纳等效电路，(b) 实用：包含齐纳阻抗 $Z_{Z}$ （原书图 2–47b）

图：齐纳特性曲线上 $Δ V_{Z}$ 与 $Δ I_{Z}$ 的关系（原书图 2–47c）

例题 2–8

已知：某齐纳管在特性曲线线性区（ $I_{Z K}$ 与 $I_{Z M}$ 之间）电流变化 2 mA 时， $V_{Z}$ 变化 50 mV。求齐纳阻抗。

解：

Z_{Z} = \frac{Δ V _{Z}}{Δ I _{Z}} = \frac{50 mV}{2 mA} = 25 Ω

练习：若齐纳电压变化 120 mV 对应齐纳电流变化 15 mA，齐纳阻抗是多少？（答案：8 Ω）

齐纳稳压（线路调整）：输入电压变化时（在允许范围内），齐纳管维持输出两端电压近乎恒定。但 $V_{I N}$ 变化会使 $I_{Z}$ 成比例变化，所以输入变化范围受 $I_{Z K}$ 、 $I_{Z M}$ 以及 $V_{I N} > V_{Z}$ 的约束。 $R$ 是串联限流电阻。

图：(a) 输入电压增大时输出几乎不变（ $I_{Z K} < I_{Z} < I_{Z M}$ ）（原书图 2–48a）

图：(b) 输入电压减小时输出几乎不变（原书图 2–48b）

例题 2–9

已知：图示齐纳稳压器输出 10 V，设齐纳阻抗为零，齐纳电流范围 4 mA（ $I_{Z K}$ ）到 40 mA（ $I_{Z M}$ ），限流电阻 1.0 kΩ。求对应的输入电压最小、最大值。

图：例题 2–9 电路（原书图 2–49）

解：最小电流时，1.0 kΩ 电阻上的电压

V_{R} = I_{Z K} R = (4 mA) (1.0 k Ω) = 4 V

由 $V_{R} = V_{I N} - V_{Z}$ 得

V_{I N} = V_{R} + V_{Z} = 4 V + 10 V = 14 V

最大齐纳电流时

V_{R} = (40 mA) (1.0 k Ω) = 40 V

V_{I N} = 40 V + 10 V = 50 V

所以该齐纳管能把 14 V～50 V 变化的输入稳成约 10 V 输出（因齐纳阻抗存在，输出会有极小偏差）。

练习：图 2–50 电路中若 $I_{Z K} = 2.5 mA$ 、 $I_{Z M} = 35 mA$ ，可稳压的输入电压范围是多少？（答案：6.8 V 和 28.9 V）

图：练习题电路（原书图 2–50）

变容二极管（varactor diode）

变容二极管又名可变电容二极管：它的结电容随反向偏压变化，专为利用这一特性而设计，常见于通信系统的电子调谐电路。

本质是一个反偏的 PN 结：反偏产生的耗尽层不导电，充当电容的介质；两侧导电的 p 区和 n 区充当极板。

图：反偏的变容二极管等效为一个可变电容（原书图 2–51）

回忆电容公式：

C = \frac{A ϵ}{d}

（A 为极板面积，ε 为介电常数，d 为介质厚度。）反偏电压增大 → 耗尽层变宽（相当于 d 变大）→ 电容减小；反偏电压减小 → 耗尽层变窄 → 电容增大。变容管的电容由掺杂分布和几何结构决定，典型范围是几皮法到几百皮法。

图：(a) 反偏越大，电容越小（原书图 2–52a）

图：(b) 反偏越小，电容越大（原书图 2–52b）

图：(c) 二极管电容随反向电压变化的典型曲线（原书图 2–52c）

图：变容二极管符号（原书图 2–53a）

图：简化等效电路：反向串联电阻 $r_{s}$ 与可变电容 $C_{V}$ （原书图 2–53b）

典型应用——电子调谐：电视等接收机里的电子调谐器用变容管作可变电容。两个变容管并联在谐振（槽路，tank）电路中提供总可变电容，控制电压 $V_{C}$ 改变反偏从而改变电容。槽路谐振频率为

f_{r} ≅ \frac{1}{2 π L C} (Q > 10 时该近似成立)

图：谐振电路中的变容二极管（原书图 SN2–1）

图：系统笔记——变容二极管电子调谐应用示意（原书插图）

例题 2–10

已知：某变容管电容可在 5 pF～50 pF 间变化，两个这样的变容管串在 L = 10 mH 的调谐电路里（如图 SN2–1）。求调谐范围。

解：两个变容管电容串联，总电容按”积除以和”计算。

总最小电容：

C_{T (m i n)} = \frac{C _{1 (m i n)} C _{2 (m i n)}}{C _{1 (m i n)} + C _{2 (m i n)}} = \frac{( 5 pF ) ( 5 pF )}{5 pF + 5 pF} = 2.5 pF

最高谐振频率：

f_{r (m a x)} = \frac{1}{2 π L C _{T (m i n)}} = \frac{1}{2 π ( 10 mH ) ( 2.5 pF )} ≅ 1 MHz

图：例题 2–10 等效电路（原书图 2–54）

总最大电容：

C_{T (m a x)} = \frac{( 50 pF ) ( 50 pF )}{50 pF + 50 pF} = 25 pF

最低谐振频率：

f_{r (m i n)} = \frac{1}{2 π ( 10 mH ) ( 25 pF )} ≅ 318 kHz

练习：若 L = 2.7 mH，调谐范围是多少？（答案：约 612 kHz ～ 1.94 MHz）

发光二极管（light-emitting diode, LED）

LED 的基本原理——电致发光（electroluminescence）：正偏时电子从 n 区越过 PN 结与 p 区的空穴复合；这些自由电子原本在导带、能量比价带的空穴高，复合时把能量以热和光的形式释放出来。半导体某一面做很大的受光/出光面积，光子就能以可见光形式射出。

图：LED 中的电致发光过程（原书图 2–55）

图：LED 电路符号（原书图 2–56）

LED 的材料不是硅/锗（它们基本只发热、极不发光），而是砷化镓（GaAs）、砷化镓磷（GaAsP）、磷化镓（GaP）：GaAs 发不可见的红外光（IR），GaAsP 发红或黄光，GaP 发红或绿光，蓝光 LED 也有。LED 的发光功率与正向电流 $I_{F}$ 成正比。

图：(a) 正偏工作的 LED（原书图 2–57a）

图：(b) 光输出随正向电流变化的一般规律（原书图 2–57b）

图：(c) 典型指示用小 LED（原书图 2–57c）

图：(d) 照明用 LED：Helion 12 V 吸顶灯带灯座与模块（原书图 2–57d）

图：120 V、3.5 W 螺口低照度照明 LED（原书插图）

图：120 V、1 W 小螺口烛形 LED（原书插图）

图：6 V 卡口 LED，用于手电筒等（原书插图）

应用一：七段数码管（seven-segment display）——每一段都是一个 LED，点亮不同段组合即可显示 0～9 和小数点，分共阳极（common anode）与共阴极（common cathode）两种接法。

图：(a) LED 段的排列与典型器件（原书图 2–58a）

图：(b) 共阳极接法（原书图 2–58b）

图：(c) 共阴极接法（原书图 2–58c）

应用二：红外遥控——遥控器每个按键对应唯一编码，按下时编码电信号驱动 IR LED 发出编码红外光束，电视机接收端识别编码后换台、调音量等。

系统示例 2–3：棒球计数系统——IR LED 与光电二极管组成”光闸”：每个球滚过溜槽时遮挡红外光束，光电二极管检测到电流变化，计数电路 +1；达到预设数量后”停止”机构暂停落球，空箱就位后自动恢复。同样的思路可用于各类产品的库存与装箱控制。

图：系统示例 2–3 章节图

图：计数与控制系统的基本概念和框图（原书图 SE2–9）

高亮度 LED：交通信号灯正用 LED 阵列取代白炽灯——更亮、寿命长（年 vs 月）、节能约 90%。阵列一般用串-并联或并联接法（纯串联不可取：一只开路全体熄灭；纯并联则每只都要配限流电阻，串-并联可减少电阻数量）。

图：(a) LED 交通灯阵列示意（原书图 2–59a）

图：(b) 对应电路（原书图 2–59b）

图：LED 交通灯实物照片（原书插图）

光纤通信用 LED：分面发射（surface emitting，从顶部发光、出光面积大但难耦合进光纤）和边发射（edge-emitting，从边缘发光、孔径仅 30～50 μm，与 50～62.5 μm 多模光纤耦合好）；超辐射 LED（superradiant LED）光谱极窄（中心波长的 1～2%），功率可媲美激光二极管。

图：顶发射与边发射 LED 对比（原书图 SN2–2）

LED 大屏与 RGB 像素：全彩屏用红绿蓝三只高亮度 LED 组成一个像素，分别调节三只 LED 的正向电流即可混出可见光谱中的任意颜色（部分电视屏还加入黄色构成 RGBY）。

图：(a) 由三只 LED 构成的基本像素（原书图 2–60a）

图：(b) 像素电路（原书图 2–60b）

图：等量原色组合示例：R+G+B（原书插图）

图：等量组合示例：R+B（原书插图）

图：等量组合示例：R+G（原书插图）

图：等量组合示例：G+B（原书插图）

图：(c) LED 显示屏 RGB 像素概念及等量原色混色示例（原书图 2–60c）

其他应用：汽车尾灯、刹车灯、转向灯等正全面 LED 化（恶劣天气下更醒目、寿命是白炽灯的 100 倍），前大灯将来也可能被白光 LED 阵列取代；室内照明中，白光 LED 多用蓝色 GaN（氮化镓）芯片外覆黄色荧光粉——黄光刺激眼睛的红、绿感受器，与蓝光混合后看起来就是白光。

有机 LED（organic LED, OLED）

OLED 由两三层有机分子/聚合物材料构成，加电压即发光，发光机制是电致磷光（electrophosphorescence），颜色由发光层的有机分子种类决定。两层结构：阴极向发光层注入电子、电流使导电层留下空穴，两层交界附近电子与空穴复合发光，光透过透明阴极射出；若阳极和基板也透明，则两面都能发光（可用于抬头显示器）。OLED 可像喷墨打印一样”喷”到基板上，成本大降、能做成 80 英寸电视或电子广告牌那样的大面积屏。相比 LCD，OLED 更亮、更薄、更快、更轻、更省电、制造更便宜，已在手机、PDA 等设备上取代 LCD。

图：顶发光双层 OLED 的基本结构（原书图 2–61）

光电二极管（photodiode）

光电二极管是工作在反偏状态的 PN 结器件，管壳上开一个小透明窗让光照射 PN 结。

图：光电二极管章节配图

图：反偏工作的光电二极管， $I_{λ}$ 为反向电流（原书图 2–62）

原理：反偏时耗尽区里热产生的电子-空穴对被反偏电场扫过 PN 结，形成很小的反向电流。普通整流管里这个漏电流随温度升高而增大；而光电二极管里，反向电流随光照强度增大而增大。无光照时的微小反向电流叫暗电流（dark current）；光照越强（单位 lm/m²），反向电流越大。

图：(b) 光电二极管反向电流随光强增大（原书图 2–63b）

图：典型光电二极管特性曲线族（原书图 2–63）

由特性曲线可算”光控电阻”效果：该器件在 −3 V 反偏、无光照（暗电流约 35 μA）时的反向电阻

R_{R} = \frac{V _{R}}{I _{λ}} = \frac{3 V}{35 μ A} = 86 k Ω

光照 25 000 lm/m² 时电流约 400 μA，电阻降为

R_{R} = \frac{3 V}{400 μ A} = 7.5 k Ω

可见光电二极管可以当作一个由光照强度控制的可变电阻：无光时几乎不导通（只有极小暗电流），有光时反偏电流与光强成正比。

图：(a) 无光照：没有电流，只有可忽略的暗电流（原书图 2–64a）

图：(b) 有光照射：电阻减小，出现反向电流（原书图 2–64b）

常见坑：齐纳的"击穿"是工作区，不是故障

普通二极管进反向击穿多半意味着要坏了，但齐纳二极管恰恰常年工作在反向击穿区。判断电路时别看到”反向 10 V 导通”就以为管子短路了。反过来，齐纳稳压电路必须保证 $I_{Z K} < I_{Z} < I_{Z M}$ ：电流低于膝点稳不住，高于上限会烧管。

通关标准：

① 能说出四种特殊二极管各自”特长”：齐纳=反向击穿区恒压、变容=反偏控电容、LED=正偏发光、光电二极管=反偏光控电流；② 会用 $Z_{Z} = Δ V_{Z} /Δ I_{Z}$ 和 $f_{r} = 1/ (2 π L C)$ 做例题级别的计算；③ 知道暗电流、RGB 像素、共阳/共阴这些术语是什么意思。

2.9 二极管数据手册

数据手册（data sheet）告诉你在某个应用里如何正确使用器件，一般包含最大额定值、电气特性、机械数据和各种参数曲线四类信息。以最经典的 1N4001～1N4007 整流二极管系列（数据手册见 www.onsemi.com）为例。

最大额定值（表 2–1）：是器件不损坏的前提下的绝对极限值。为了高可靠和长寿命，实际应远低于这些极限；且额定值通常按 25 °C 标定，温度更高时要降额使用。

额定项	符号	1N4001	1N4002	1N4003	1N4004	1N4005	1N4006	1N4007	单位
重复反向峰值电压	$V_{R R M}$	50	100	200	400	600	800	1000	V
工作反向峰值电压	$V_{R W M}$	50	100	200	400	600	800	1000	V
直流阻断电压	$V_{R}$	50	100	200	400	600	800	1000	V
非重复反向峰值电压	$V_{R S M}$	60	120	240	480	720	1000	1200	V
反向 rms 电压	$V_{R (r m s)}$	35	70	140	280	420	560	700	V
平均整流正向电流（单相阻性负载 60 Hz， $T_{A} = 75°$ C）	$I_{O}$	1.0	1.0	1.0	1.0	1.0	1.0	1.0	A
非重复正向峰值浪涌电流（额定负载下施加，1 个周期）	$I_{F S M}$	30	30	30	30	30	30	30	A
工作与储存结温范围	$T_{J}, T_{s t g}$	−65～+175	−65～+175	−65～+175	−65～+175	−65～+175	−65～+175	−65～+175	°C

几个关键参数的解释：

$V_{R R M}$ ：可重复施加的反向峰值电压（与 PIV 额定同义）——1N4001 为 50 V，1N4007 达 1 kV；
$V_{R S M}$ ：非重复（单周期）反向峰值电压；
$I_{O}$ ：60 Hz 整流正向电流的最大平均值；
$I_{F S M}$ ：非重复（单周期）正向峰值浪涌电流。下图把多周期浪涌能力也画了出来：10 个周期的限值只有 15 A，而非单周期的 30 A。

图：非重复正向浪涌电流能力：实线为 $T_{J} = 25°$ C 与 $T_{J} = 175°$ C 的设计极限，虚线为典型失效点（原书图 2–65）

电气特性（表 2–2）：与最大额定值不同，这些参数不是设计出来的，而是器件在规定条件下工作时表现出来的实测结果。

特性与条件	符号	典型	最大	单位
最大瞬时正向压降（ $I_{F} = 1$ A， $T_{J} = 25°$ C）	$v_{F}$	0.93	1.1	V
整周期平均最大正向压降（ $I_{O} = 1$ A， $T_{L} = 75°$ C，1 in. 引线）	$V_{F (a v g)}$	—	0.8	V
最大反向电流（额定直流电压， $T_{J} = 25°$ C / 100°C）	$I_{R}$	0.05 / 1.0	10.0 / 50.0	μA
整周期平均最大反向电流（ $I_{O} = 1$ A， $T_{L} = 75°$ C）	$I_{R (a v g)}$	—	30.0	μA

$v_{F}$ ：25 °C、正向电流 1 A 时正偏二极管两端的瞬时电压；
$V_{F (a v g)}$ ：整个周期平均的最大正向压降（有的手册记作 $V_{F}$ ）；
$I_{R}$ ：加直流反压时的最大反向电流； $I_{R (a v g)}$ ：加交流反压时整周期平均的最大反向电流；
$T_{L}$ ：引线温度。

图：正向压降 $V_{F}$ 随正向电流 $I_{F}$ 变化的曲线（原书图 2–66）

选型速查：下图把一批整流二极管按 $I_{O}$ 、 $I_{F S M}$ 、 $V_{R R M}$ 从小到大排列。选型方法：先按反向电压找行（ $V_{R R M}$ 列），再按电流找列（ $I_{O}$ 行），交叉点就是候选型号。例如需要 $I_{O} = 3$ A、 $I_{F S M} = 300$ A、 $V_{R R M} = 100$ V，答案是 1N4720。

$V_{R R M}$ (V) \ $I_{O}$	1.0 A（ $I_{F S M}$ 30 A）	1.5 A（50 A）	3.0 A（300 A）	3.0 A（100 A）	3.0 A（200 A）	6.0 A（400 A）
50	1N4001	1N5391	1N4719	MR500	1N5400	MR750
100	1N4002	1N5392	1N4720	MR501	1N5401	MR751
200	1N4003	1N5393	1N4721	MR502	1N5402	MR752
400	1N4004	1N5395	1N4722	MR504	1N5404	MR754
600	1N4005	1N5397	1N4723	MR506	1N5406	MR756
800	1N4006	1N5398	1N4724	MR508	—	MR758
1000	1N4007	1N5399	1N4725	MR510	—	MR760

表：按 $I_{O}$ 、 $I_{F S M}$ 、 $V_{R R M}$ 最大额定值选整流二极管（原书图 2–67 整理）

2.10 电源故障排查

电源几乎是一切电子电路的命脉。排查的第一步是分析故障线索（症状），据此制定逻辑化的排查计划；“从未工作过”的电路和”工作着突然坏掉”的电路，排查思路完全不同。了解电路原理、手里有一张原理图永远是基本前提。

图：电源故障排查章节配图

一份排查计划

第 1 步：问报告故障的人。什么时候坏的？（一插电就坏？满载跑 2 小时后坏？）你怎么知道它坏了？（冒烟？电压低？）
第 2 步：查供电。电源线插了吗？保险丝断了吗？控制开关设置对吗？——这么简单的原因其实非常常见。
第 3 步：感官检查。断电开壳，目检断线、虚焊、烧断的保险丝；故障后凑近可能闻到焦糊味；部分故障与温度相关，可以（小心地！）用手背试探过热元件。
第 4 步：隔离故障。上台架加电，逐点追踪电压，或从电路中部做半分法（half-splitting），直到测到第一个不正确的读数，把问题定位到一个区域或一个元件。

找到异常电压/波形后要做故障分析：问自己”如果元件 X 坏了，症状会是什么？“比如观察到稳压器输入端纹波过大，从电路原理推断嫌疑最大的就是失效或容量不对的电容。

保险丝断路

保险丝、断路器、固态限流与热过载装置都是过流保护。注意：ac 线路上的家用断路器要 15 A 以上才动作，对电子设备毫无保护作用。电源的保险丝一般装在变压器原边。保险丝有快熔与慢熔两种——电源输入侧多数情况下应该用慢熔管，以扛住开机瞬间的浪涌。玻璃管保险丝可目检或用欧姆表测（务必先断电）。换保险丝前先找原因：轻熔可能只是疲劳断裂；熔得”灰飞烟灭”则多半是别处短路（负载、滤波电容等），必须先排除短路。更换时必须用同类型同额定值——错保险丝会造成进一步损坏甚至安全风险。

二极管开路

看全波中心抽头整流器（图 2–68）：假设 $D_{1}$ 开路，只剩 $D_{2}$ 在负半周工作——输出变成半波。接滤波电容时，半波信号让电容有更长的放电时间，纹波幅度变大、频率从 120 Hz 变成 60 Hz；断开滤波电容后直接看到半波整流波形。桥式整流器中一只二极管开路的症状与此完全相同。

图：(a) 全波中心抽头整流器 $D_{1}$ 开路：纹波本应更小、频率 120 Hz，实际幅度更大、频率 60 Hz（原书图 2–68a）

图：(b) 断开滤波电容后：本应是 120 Hz 全波，实际是 60 Hz 半波电压（原书图 2–68b）

图：桥式整流器中二极管开路的效果：输出变半波，60 Hz 处纹波增大（原书图 2–69）

最快的判定法：测纹波频率。全波电源的输出纹波频率若与输入交流频率相同（如 60 Hz），就去找开路的二极管或其连接问题（如电路板裂纹）。

二极管短路

短路二极管两个方向都是低阻。桥式整流器里一只二极管突然短路，通常保险丝立刻熔断；若没有保险丝保护，短路会在负半周把正偏的另一只二极管直接跨接在副边两端（图 2–70b），过流会把串联的另一只二极管或变压器副边烧断。所以发现短路二极管后，务必再检查其他元件是否被连累损坏。

图：(a) 正半周：短路的二极管行为如同正偏二极管，负载电流正常， $D_{3}$ 、 $D_{4}$ 反偏（原书图 2–70a）

图：(b) 负半周：短路二极管把正偏的 $D_{4}$ 直接跨到副边上， $D_{1}$ 、 $D_{4}$ 或变压器副边大概率烧断，保险丝（图中未画出）熔断（原书图 2–70b）

滤波电容短路或漏电

电解电容失效时常表现为短路或”漏电”（大漏电流），典型诱因之一就是装反了。漏电可等效为电容并联一个漏电阻 $R_{l e ak}$ ：它缩短了放电时间常数，使输出纹波增大；漏电电容还会发热——电容任何时候都不该发热。无保险丝的电源里电容短路多半会把二极管或变压器烧断，总之输出不再有直流电压。

图：漏电的滤波电容等效为与负载并联的电阻 $R_{l e ak}$ ，放电加快、纹波增大（原书图 2–71）

稳压电源排查实例

案例一：一台电源在接上新的电路卡后立刻烧保险。推理：“接卡之前一直好好的——也许我超出了电源的电流上限。“先摘掉负载开机验证：恢复正常就查卡的工作电流是否超标；否则问题在电源内部。

案例二：电源彻底没反应但保险丝完好。那就逐级追踪电压：测变压器原边有无电压 → 有则测副边 → 原边没有就查 ac 路径（开关与接线）。串联在 ac 回路里的任何一个断点，两端都会呈现全部 ac 电压。若原边有电、副边没电，则是变压器绕组开路（欧姆表可确认）——但变压器很少无故损坏，八成是别的元件短路连累了它，先找短路的二极管或电容再换变压器。

排查策略没有万能公式，关键是每一步都用合乎逻辑的测试把问题范围收窄到确切原因。

常见坑：纹波频率是"听诊器"

记住这组对应关系，排查时先看示波器：全波整流正常输出纹波 = 2 × 输入频率（120 Hz）；实测 60 Hz → 有二极管开路；纹波频率正常但幅度过大 → 滤波电容容量变小或漏电；完全没有输出但有输入 → 查保险丝、变压器、连接。这一招能省下大半天瞎猜的时间。

本章小结与关键公式

图：本章小结章节配图

核心概念回顾：

掺入五价（三价）杂质原子得到 n 型（p 型）半导体；PN 结两侧形成耗尽层与势垒电位（硅约 0.7 V）。
正向偏置允许多数载流子电流通过 PN 结；反向偏置阻止之，并使耗尽层变宽；反向电压超过额定值会发生击穿。
三种整流器：半波（一只管，导通半个周期）、中心抽头全波与桥式（各管轮流导通半个周期、分担电流）。全波整流输出频率是输入频率的两倍。
PIV 是反偏二极管承受的最大反向电压。
电容输入滤波使直流输出约等于整流峰值；纹波来自滤波电容的充放电；三端 IC 稳压器从不稳压的直流输入产生近乎恒定的直流输出；对输入变化的稳定度叫线性（输入）调整率，对负载变化的稳定度叫负载调整率。
限幅器削掉指定电平以上/以下的波形；钳位器给交流信号加直流电平。
齐纳管工作在反向击穿区，在 $I_{Z K}$ ～ $I_{Z M}$ 范围内端电压几乎恒定，用于基准电压与简易稳压；变容管反偏时等效可变电容，电容与反偏电压成反比；LED 正偏时电致发光；光电二极管反偏工作，反向电流随光强增大。

关键公式：

编号	公式	含义
2–1	$V_{p (o u t)} = V_{p (in)} - 0.7 V$	半波/全波整流峰值输出电压
2–2	$V_{o u t} = V_{sec} - 1.4 V$	桥式整流峰值输出电压
2–3	$Line regulation = (Δ V_{O U T} /Δ V_{I N}) 100%$	线性（输入）调整率
2–4	$Load regulation = ((V_{N L} - V_{F L}) / V_{F L}) 100%$	负载调整率
2–5	$Z_{Z} = Δ V_{Z} /Δ I_{Z}$	齐纳阻抗

关键术语（中英对照）：偏置 bias；钳位器 clamper（直流恢复器 dc restorer）；二极管 diode；滤波器 filter；正向偏置 forward bias；集成电路 integrated circuit（IC）；限幅器 limiter（削波器 clipper）；PN 结 pn junction；整流器 rectifier；反向偏置 reverse bias；半导体 semiconductor。

自测与练习插图

原书本章还有自测题（SELF-TEST）、排障小测（TROUBLESHOOTER’S QUIZ）和分节习题（PROBLEMS），以下保留其配图便于对照做题。

自测题第 10 题配图（判断哪些二极管正偏）：

图：自测题 10(a) 电路（原书图 2–72a）

图：自测题 10(b) 电路（原书图 2–72b）

图：自测题 10(c) 电路（原书图 2–72c）

图：排障小测章节配图

整流器习题配图：

图：习题 1 电路（原书图 2–73）

图：习题 2 电路（原书图 2–74）

图：习题 3 电路（原书图 2–75）

限幅/钳位习题配图：

图：习题 12(a) 电路（原书图 2–76a）

图：习题 12(b) 电路（原书图 2–76b）

图：习题 12(c) 电路（原书图 2–76c）

图：习题 12(d) 电路（原书图 2–76d）

图：习题 13(a) 钳位电路（原书图 2–77a）

图：习题 13(b) 钳位电路（原书图 2–77b）

特殊二极管习题配图：

图：齐纳习题章节配图

图：习题 16 电路（原书图 2–79）

图：变容管习题配图

图：习题 20/21 谐振电路（原书图 2–81）

图：习题 22 光耦合电路（原书图 2–82）

数据手册与排查习题配图：

图：习题 27 万用表读数（原书图 2–83）

图：习题 28(a) 半波未滤波整流器输出（原书图 2–84a）

图：习题 28(b) 全波未滤波整流器输出（原书图 2–84b）

图：习题 28(c) 全波滤波输出（原书图 2–84c）

图：习题 28(d) 同一全波滤波器的另一组输出（原书图 2–84d）

图：习题 29 电路及测试点 1、2、3（原书图 2–85）

图：习题 30 电路板（原书图 2–86）

图：习题 31/32 电路板（D1–D8：1N400；D9：1N4736A；D10：1N4749A；C1–C2：1000 μF）（原书图 2–87）

图：Multisim 排障习题（P02-35～P02-37）章节配图

自测题（点击展开答案）

1. 硅二极管正偏时两端电压约为多少？——答：约 0.7 V。

2. 60 Hz 正弦输入的全波整流器，输出频率是多少？——答：120 Hz（全波输出频率是输入的两倍）。

3. 中心抽头全波整流器里一只二极管开路，输出会怎样？——答：变成半波整流，纹波变大且频率降为 60 Hz。

4. 某稳压器输入纹波 1 V、纹波抑制 60 dB，输出纹波多大？——答：衰减 1000 倍，即 1 mV。

5. 变容二极管的电容随反向偏压增大如何变化？——答：耗尽层变宽、电容减小（成反比趋势）。

6. 光电二极管在完全无光照时仍有的微小电流叫什么？——答：暗电流（dark current）。

附录切片附带的第 3 章开头 BJT 简介

说明

本节对应的原书切片末尾混入了第 3 章《双极结型晶体管（BJT）》开头的解析内容。为了让本章图片引用完整保留，这里将其浓缩为一段”预告”，详细讲解见下一章笔记。

双极结型晶体管（bipolar junction transistor, BJT）由三个掺杂区组成：发射区（emitter, E）、基区（base, B）、集电区（collector, C），三者之间隔着两个 PN 结。两种类型：两 n 区夹一薄 p 区的 npn，两 p 区夹一薄 n 区的 pnp（npn 更常用）。“双极（bipolar）“指这种管子同时利用空穴和电子两种载流子。

图：BJT 结构章节配图（原书图 3–1 配图）

图：npn 结构示意（原书图 3–1a）

图：(c) pnp 结构（原书图 3–1c）

基区-发射区之间的结叫发射结（BE 结），基区-集电区之间的结叫集电结（BC 结）——它们就像第 2 章讲过的两个二极管结。符号中 npn 的箭头含义是 “Not Pointing In”（箭头朝外）。

图：(a) npn 符号（原书图 3–2a）

图：(b) pnp 符号（原书图 3–2b）

环保背景：半导体行业关注重金属（尤其铅）污染，无铅（Pb-free）组件须耐 260 °C 峰值温度，且铅含量不超过 1000 ppm。

图：无铅组件章节配图

晶体管的工作条件是”正-反偏”（forward-reverse bias）：BE 结正偏、BC 结反偏（npn 与 pnp 都如此，只是极性和电流方向相反）。

图：npn 与 pnp 的正常偏置接法（原书图 3–3）

以 npn 为例：正偏的 BE 结让重掺杂发射区的大量自由电子扩散进又窄又轻掺杂的基区；基区空穴很少，只有一小部分电子复合形成小的基极电流，绝大多数电子扩散到反偏的 BC 结耗尽层，被集电极电源的电场”拉”过 BC 结，形成集电极电流。结论：小的基极电流控制大的集电极电流——BJT 本质上是一个电流放大器。

图：BJT 内部的电子流动示意（原书图 3–4）

电流关系（基尔霍夫电流定律）：

I_{E} = I_{C} + I_{B} (3-1)

且 $I_{B} ≪ I_{C}$ ，故 $I_{E} ≅ I_{C}$ 。

直流电流增益（dc beta）：

β_{D C} = \frac{I _{C}}{I _{B}} (3-2)

数据手册常记作 $h_{F E}$ ，典型值从功率管的 20 到小信号管的 200。

图：小信号晶体管中的电流（npn 与 pnp 表计极性相反）（原书图 3–5）

电压关系：集电极电压 $V_{C} = V_{C C} - I_{C} R_{C}$ （基尔霍夫电压定律）；BE 结正偏压降约 0.7 V，故 $V_{B} = V_{E} + 0.7 V$ 。

图：共射组态的偏置电压（原书图 3–6）

例题 3–1

已知： $V_{B B} = 3$ V、 $R_{B} = 10$ kΩ、 $V_{C C} = 20$ V、 $R_{C} = 1.0$ kΩ、 $β_{D C} = 50$ 。求 $I_{B}$ 、 $I_{C}$ 、 $I_{E}$ 、 $V_{B}$ 、 $V_{C}$ 。

解：发射极接地时 $V_{B} = 0.7 V$ ，

I_{B} = \frac{V _{B B} - V _{B}}{R _{B}} = \frac{3 V - 0.7 V}{10 k Ω} = 0.23 mA

I_{C} = β_{D C} I_{B} = 50 (0.23 mA) = 11.5 mA

I_{E} = I_{C} + I_{B} = 11.5 mA + 0.23 mA = 11.7 mA

V_{C} = V_{C C} - I_{C} R_{C} = 20 V - (11.5 mA) (1.0 k Ω) = 8.5 V

图：例题 3–1 电路（原书图 3–7）

图：Multisim 仿真文件 F03-07，演示 npn/pnp 中各电流的关系（原书插图）

例题 3–2

已知：设 $β_{D C} = 100$ ，基极电流从 5 μA 到 25 μA、步进 5 μA，画集电极特性曲线族。用 $I_{C} = β_{D C} I_{B}$ 算得： $I_{B}$ = 5/10/15/20/25 μA 对应 $I_{C}$ = 0.5/1.0/1.5/2.0/2.5 mA；考虑厄尔利电压，曲线画成略微上翘。

图：例题 3–2 电路（原书图 3–10）

图：练习题—— $I_{B} = 0$ 的曲线理想上应与横轴重合（原书插图）

特性曲线：BE 结的 IV 曲线与普通二极管完全相同——排障时测 BE 结电压：0 则截止，远大于 0.7 V 则 BE 结很可能开路。

图：BE 结特性曲线（原书图 3–8）

固定一个 $I_{B}$ ，扫描 $V_{C C}$ 即得一条 $I_{C}$ – $V_{C E}$ 曲线；取多个 $I_{B}$ 得到”一族”集电极特性曲线。 $V_{C E}$ 增大时 $I_{C}$ 略有上翘，由厄尔利电压（forward Early voltage，得名于 J. M. Early）描述。

图：(a) 测集电极特性曲线的电路（原书图 3–9a）

图：(b) 某一 $I_{B}$ 下的 $I_{C}$ – $V_{C E}$ 曲线（原书图 3–9b）

图：(c) 多个 $I_{B}$ 值下的曲线族（ $I_{B 1} < I_{B 2} < I_{B 3}$ ，…）（原书图 3–9c）

截止与饱和： $I_{B} = 0$ 时管子截止（ $I_{C} \approx 0$ ， $V_{C E} \approx V_{C C}$ ）；基极电流足够大时电源电压几乎全部落在 $R_{C}$ 上， $V_{C E} \approx 0$ （实际约 0.1 V），管子饱和，此时 $I_{C (s a t)} = V_{C C} / R_{C}$ ，且 $I_{C} = β_{D C} I_{B}$ 关系不再成立。

直流负载线与 Q 点： $V_{C C}$ 与 $R_{C}$ 构成戴维南源，截止点 $(V_{C C}, 0)$ 与饱和点 $(0, V_{C C} / R_{C})$ 之间的连线就是直流负载线，代表电路所有可能的直流工作点；实际基极电流对应的曲线与负载线的交点即静态工作点（Q-point）。

例： $V_{C C} = 12$ V、 $R_{C} = 2.0$ kΩ 时， $I_{C (s a t)} = 12 V /2.0 k Ω = 6.0 mA$ ； $V_{B B} = 12$ V、 $R_{B} = 1.0 M Ω$ 时 $I_{B} = (12 - 0.7) V /1.0 M Ω = 11.3 μ A$ ，在曲线上插值读出 Q 点约 $I_{C} \approx 2.6 mA$ 、 $V_{C E} \approx 7.0 V$ 。

图：戴维南源与负载的概念图（原书图 3–12 配图）

图：(a) 集电极电路（蓝框）是戴维南电路，晶体管电路（灰框）是负载（原书图 3–12a）

图：(c) 集电极特性曲线叠加在直流负载线上（原书图 3–12c）

图：(a) 晶体管特性曲线（原书图 3–13a）

图：(b) 直流测试电路（原书图 3–13b）

图：(c) 负载线与特性曲线同图（原书图 3–13c）

图：(d) 在负载线上定位 Q 点（原书图 3–13d）

description	从 PN 结到整流、滤波、稳压、限幅钳位与各种特殊二极管，一章吃透电子世界里最重要的'单向阀门'。
tags	模拟电子技术

嵌入式开发之路

探索

📘 第 2 章：二极管及其应用

本章导航

2.2 掺杂与 PN 结

2.3 二极管的偏置

2.4 二极管特性

符号与基本接法

特性曲线（IV 曲线）

用万用表/欧姆表快速判好坏

三种电路模型

系统示例 2–1：太阳能光伏系统

2.5 整流电路

半波整流器（half-wave rectifier）

例题 2–1

全波整流器（full-wave rectifier）

例题 2–2

桥式整流器（bridge rectifier）

2.6 滤波与集成电路稳压器

电容输入滤波器的工作原理

集成电路（IC）稳压器

例题 2–3

LM317 可调稳压器

稳压指标：线性调整率与负载调整率

例题 2–4

系统示例 2–2：一台线性直流电源的设计

2.7 限幅与钳位电路

二极管限幅器

例题 2–5

用偏置电压调节限幅电平

例题 2–6

二极管钳位器

例题 2–7

2.8 特殊用途二极管

齐纳二极管（zener diode）

例题 2–8

例题 2–9

变容二极管（varactor diode）

例题 2–10

发光二极管（light-emitting diode, LED）

有机 LED（organic LED, OLED）

光电二极管（photodiode）

2.9 二极管数据手册

2.10 电源故障排查

一份排查计划

保险丝断路

二极管开路

二极管短路

滤波电容短路或漏电

稳压电源排查实例

本章小结与关键公式

自测与练习插图

附录 切片附带的第 3 章开头 BJT 简介

例题 3–1

例题 3–2

关系图谱

目录

反向链接

附录切片附带的第 3 章开头 BJT 简介