第11章 有源RF与微波器件：从检波二极管到MMIC

第11章 有源RF与微波器件

本章在干嘛？

前面各章讲的都是”无源”元件——传输线、耦合器、滤波器，它们只能传输和分配信号，不会让信号变大。本章开始引入有源器件（active devices）：二极管、晶体管和电真空管。它们能检波、混频、放大、开关、产生振荡，是所有微波系统里”活的”那一部分。我们不去深挖半导体物理（那需要另外一整门课），而是抓住两样工程上最实用的东西：等效电路和 S 参数——有了它们，后面两章的放大器、振荡器设计就有了”零件手册”。

11.1 二极管与二极管电路

二极管是两端半导体器件，V–I 特性是非线性的。正是这个非线性，让它能干四件大事：检波（demodulation）、混频（mixing）、倍频（frequency multiplication）、开关与振荡。封装形式有轴向/梁式引线、表贴芯片，也可以直接做进单片集成电路。

肖特基二极管与检波器

低频常用的 $pn$ 结二极管结电容太大，高频下等于把信号短路了。**肖特基势垒二极管（Schottky barrier diode）**用金属–半导体结代替 $pn$ 结，结电容小得多，可以工作到微波频段。商用微波肖特基管多用 n 型砷化镓（GaAs），低频版本用 n 型硅。它通常加一点小的直流正偏（也可以零偏工作）。

它的三大频率变换用途：整流（rectification，交流变直流）、检波（detection，解调 AM 信号）、混频（mixing，频率搬移）。图 11.1 给出了检波器的基本接法：二极管后面接低通滤波器，把射频载波滤掉、留下基带信息。

小信号模型。二极管的 V–I 关系写成指数形式：

$$I(V)=I_s\left(e^{\alpha V}-1\right),\text{\hspace{1em}(11.1)}$$

其中 $\alpha =q/nkT\approx 1/(25\mathrm{mV})$（$T=290$ K 时），$q$ 是电子电荷，$k$ 是玻尔兹曼常数，$n$ 是理想因子（肖特基管约 1.05，点接触硅管约 2.0），$I_s$ 是反向饱和电流（$10^{-6}\sim 10^{-15}$ A）。

把电压写成直流偏置 $V_0$ 加小信号 $v$：$V=V_0+v$，在 $V_0$ 处做泰勒展开：

$$I(V)=I_0+v{\frac{dI}{dV}|}_{V_0}+\frac{v^2}{2}{\frac{d^{2}I}{d{V}^2}|}_{V_0}+\cdots \text{\hspace{1em}(11.3)}$$

一阶导数和二阶导数分别是：

$${\frac{dI}{dV}|}_{V_0}=\alpha (I_0+I_s)=G_d=\frac{1}{R_j},{\frac{d^{2}I}{d{V}^2}|}_{V_0}=\alpha G_d=G_d^{\prime },\text{\hspace{1em}(11.4/11.5)}$$

于是电流可以写成”直流偏置 + 三项交流近似”：

$$I(V)=I_0+i=I_0+v{G}_d+\frac{v^2}{2}{G}_d^{\prime }+\cdots \text{\hspace{1em}(11.6)}$$

白话：一次项是”线性电阻”的行为——信号原样通过；二次项才是检波的来源——它把交流信号整出了直流分量和谐波。这个”小信号近似”（small-signal approximation）是本章所有检波/混频分析的基础。

实际器件还要考虑封装寄生：引线电感 $L_s$、封装电容 $C_p$、串联（接触+电流扩展）电阻 $R_s$，以及随偏置变化的结电容 $C_j$ 和结电阻 $R_j$，见图 11.3。

整流与检波。若输入 $V=V_0+v_0\cos {\omega }_{0}t$，代入 (11.6) 并用 ${\cos }^2{\omega }_{0}t=(1+\cos 2{\omega }_{0}t)/2$，得电流：

$$I=I_0+\frac{v_0^2}{4}{G}_d^{\prime }+v_0{G}_d\cos {\omega }_{0}t+\frac{v_0^2}{4}{G}_d^{\prime }\cos 2{\omega }_{0}t,\text{\hspace{1em}(11.8)}$$

其中 $v_0^2{G}_d^{\prime }/4$ 就是直流整流分量，${\omega }_0$ 和 $2{\omega }_0$ 的交流项用低通滤波器滤掉。定义电流灵敏度（每瓦输入功率引起多少直流电流变化）：

$${\beta }_i=\frac{\Delta I_{\mathrm{dc}}}{P_{\mathrm{in}}}=\frac{G_d^{\prime }}{2G_d}A/W,\text{\hspace{1em}(11.9)}$$

开路电压灵敏度为 ${\beta }_v={\beta }_i{R}_j$，典型值 400–1500 mV/mW。

AM 检波。输入调幅信号 $v(t)=v_0(1+m\cos {\omega }_{m}t)\cos {\omega }_{0}t$（$m$ 为调制指数，$0\le m\le 1$），代入 (11.6) 展开后，输出频谱（图 11.4）里含有 ${\omega }_0$、${\omega }_0\pm {\omega }_m$（线性项）以及直流、${\omega }_m$、$2{\omega }_m$、$2{\omega }_0$ 及其边带（平方项）。用低通滤波器取出 ${\omega }_m$ 分量即完成解调。注意该分量幅度为 $m{v}_0^2{G}_d^{\prime }/2$，正比于输入电压的平方——即平方律（square-law）检波。

平方律区不是无限的

“检波输出 ∝ 输入功率”这条直线，只在中等功率范围成立：输入功率太大时器件饱和、输出趋于线性；太小时信号淹没在噪声底里。用检波电压反推功率电平的仪器（驻波比指示器、信号电平表）必须工作在平方律区，否则读数会系统性出错。检波管可以加直流偏置到灵敏度最佳的工作点。

知识角：频谱分析仪。频谱仪给出信号的频域表示（功率密度 vs 频率），功能与时域示波器互为对偶。它本质上是一台在指定频带内扫频调谐的灵敏接收机：本振扫频 + 混频取中频，中频带宽（分辨率）典型 100 Hz–1 MHz 可调；输入混频器前的 YIG 调谐带通滤波器作预选器，抑制假响应；对数中放提供宽动态范围。现代频谱仪内置计算机控制，测量调制产物、谐波与交调失真、噪声、干扰全靠它。

PIN 二极管与控制电路

开关在微波系统里无处不在：改信号走向、做移相器、做衰减器。机械开关功率大但笨重慢速；PIN 二极管可以做成电子开关，与平面电路集成、速度快（典型 1–10 µs，精心设计驱动可到 20 ns），还能做限幅器、调制器、可变衰减器。

PIN 管结构：p 层和 n 层之间夹一层本征（轻掺杂）i 层：

• 反偏时（典型 10–60 V）：只剩很小的串联结电容 → 高阻抗（近似开路）；
• 正偏时（典型 10–30 mA）：i 层被载流子”灌满”，结电容效应被清除 → 低阻抗（近似短路）。

这就是天然的射频开关。偏置必须经 RF 扼流圈（通直流、阻射频）和隔直电容（通射频、阻直流）馈入，与射频通路隔离；设计讲究时可用高阻抗四分之一波长线代替扼流圈。

单刀开关。串联型（正偏时导通）和并联型（反偏时导通）都常用。理想开关导通零插损、关断无限隔离，实际管子两样都打折。用图 11.8 的简化电路做电路分析，插入损耗定义为：

$$\mathrm{IL}=-20\log \left|\frac{V_L}{V_0}\right|,\text{\hspace{1em}(11.13)}$$

串联和并联开关的结果分别是：

$$\mathrm{IL}=-20\log \left|\frac{2Z_0}{2Z_0+Z_d}\right|(\text{串联}),\mathrm{IL}=-20\log \left|\frac{2Z_d}{2Z_d+Z_0}\right|(\text{并联}),\text{\hspace{1em}(11.14)}$$

其中二极管阻抗 $Z_d$ 在反偏时是 $Z_r=R_r+j(\omega L_i-1/\omega C_j)$，正偏时是 $Z_f=R_f+j\omega L_i$。在管子上串/并联外部电抗可以补偿管子的电抗、改善某状态的插损，但代价是带宽变窄。多个单刀开关组合可以搭出单刀双掷（SPDT）乃至多掷开关。

例 11.1（单刀 PIN 开关）：1.8 GHz，UM 9605 管（$C_j=0.5$ pF，$R_f=1.5\Omega$，$L_i=0.5$ nH，$R_r=2.0\Omega$，$Z_0=50\Omega$）。先用 (11.15) 算两种偏置状态的阻抗：

$$Z_r=2.0-j171.2\Omega ,Z_f=1.5+j5.6\Omega .$$

代入 (11.14)：

结构	导通 IL	关断 IL
串联	0.14 dB	6.0 dB
并联	0.11 dB	13.3 dB

并联结构开关比更大、导通损耗更低——因为反偏时 $-j171\Omega$ 的容抗并联在 50 Ω 上几乎”看不见”，而正偏的低阻抗并联则强烈反射信号。选型口诀：管子呈高容抗时用并联，呈低阻抗时用串联。

PIN 移相器。与铁氧体移相器相比，二极管移相器体积小、可集成、速度快，代价是偏置功耗更高（二极管要持续偏流，锁存铁氧体只需脉冲电流）。三种基本类型：

1. 开关线型（switched line）：SPDT 在两条不同长度线之间切换，差相移 $\Delta \varphi =\beta ({\ell }_2-{\ell }_1)$。TEM（或准 TEM）线上相移随频率线性变化，等效真时延，宽带系统友好；还天然互逆、收发通用。通常按 180°/90°/45° 二进制位设计。隐患：关断支路长度接近 $\lambda /2$ 整数倍时会在带内谐振（反偏管结电容会让谐振点稍偏移），选 ${\ell }_1,{\ell }_2$ 时要考虑这一效应。
2. 加载线型（loaded line）：传输线上并联归一化电纳 $b=B{Z}_0$，反射/传输系数为 $\Gamma =-jb/(2+jb)$、$T=2/(2+jb)$，透射波相移 $\Delta \varphi ={\tan }^{-1}(b/2)$，正负可调，适合 45° 以内小相移。缺点是并联负载的反射带来固有插损，且 $b$ 越大插损越大。改进：两个并联负载相隔 $\lambda /4$，第二负载的反射与第一负载反相抵消。用 ABCD 矩阵与等效线对比可得：

$$\left[\begin{array}{cc}A& B\\ C& D\end{array}\right]=\left[\begin{array}{cc}-B{Z}_0& j{Z}_0\\ j(1/Z_0-B^2{Z}_0)& -B{Z}_0\end{array}\right],\cos {\theta }_e=-b,Z_e=\frac{Z_0}{\sqrt{1-b^2}},\text{\hspace{1em}(11.19–11.20)}$$

$b$ 较小时近似为 ${\theta }_e\simeq \pi /2+b$、$Z_e\simeq Z_0(1+b/2)$。电纳 $B$ 可以用集总电感/电容或短截线实现，用 SPDT 二极管开关在两个状态间切换。 3. 反射型（reflection）：3 dB 正交电桥把输入信号均分给两个同状态偏置的二极管终端，反射波经电桥同相合成输出；切换二极管通断改变反射路径总长度，从而输出相移 $\Delta \varphi$。理想上二极管导通近似短路（$\Gamma =e^{-j(\varphi +\pi )}$）、关断近似开路（$\Gamma =e^{-j(\varphi +\Delta \varphi )}$）。$\varphi /2$ 是自由度，带宽最优条件是两种状态反射系数相位共轭——例如 $\Delta \varphi =90°$ 时取 $\varphi =45°$。输入匹配要求两只二极管配对良好。

并联结构常被低估

例 11.1 告诉我们：同样一只 PIN 管，并联开关的关断隔离比串联高 7 dB、导通损耗还更低。设计开关时先算两种偏置状态下的 $Z_d$，看它离”理想开路/短路”哪头更远——很多初学者默认串联，白白损失了隔离度。

变容二极管

PIN 管的结电容随偏置变化这个效应，专门优化掺杂剖面后就成了变容二极管（varactor diode）——一只”电可调电容”。反偏结电容随（负）偏压 $V$ 变化：

$$C_j(V)=\frac{C_0}{(1-V/V_0{)}^{\gamma }},\text{\hspace{1em}(11.22)}$$

硅管 $V_0=0.5$ V，GaAs 管 $V_0=1.3$ V；指数 $\gamma$ 由 i 层掺杂剖面决定（理想超突变结 $\gamma =0.5$，实用管约 0.47，最高可达 1.5–2.0）。等效电路里 $R_s$ 是几欧姆量级的串联电阻。典型 GaAs 变容管：$C_0=0.5\sim 2$ pF，偏压从 0 扫到 −20 V 时结电容约从 2 pF 变到 0.1 pF；封装寄生在正式设计里不可省略。

最经典用途：把变容管放进晶体管振荡器的谐振回路，用直流反偏电压实现电子调频——手机、Wi-Fi、电视接收机的多信道本振都靠它。它的非线性还让它适合做倍频器（第 13 章）。

其他二极管：负阻器件家族

历史上二极管器件远早于高频三端器件，很多年里是”不用电子管产生/放大微波功率”的唯一手段。如今晶体管在射频/微波频段全面胜出，这些二极管主要用于毫米波频段。它们的共同特征是 V–I 曲线上有一段负微分电阻，可以从直流直接”泵”出射频功率：

• Gunn 二极管（1963 年 J. B. Gunn 发现转移电子效应）：GaAs/InP 体材料特殊掺杂，不是传统 pn 结。1–200 GHz 可输出几百毫瓦连续功率，效率 5%–15%。振荡器需要高 Q 谐振腔/谐振电路（常机械调谐），偏置电调范围只有 1% 或更少，常在谐振回路里加变容管扩展电调。成本低廉，广泛用于交通雷达、自动门/安防运动探测器、测试仪器。
• IMPATT 二极管（impact avalanche and transit time，碰撞雪崩渡越时间）：结构类似 PIN，加 70–100 V 高反压产生雪崩击穿电流。负阻频带宽，可用到亚毫米波；功率和直流–射频效率都高于 Gunn（Si 管 10 GHz 下 CW 10 W、94 GHz 下 1 W；GaAs 管 10 GHz 下 20 W、130 GHz 下 5 mW），温度稳定性也更好；但 AM 噪声明显更大，低效率导致散热是主要限制。它是少数能在 100 GHz 以上提供基频功率的固态器件。
• 隧道二极管（1957 年 L. Esaki 发明）：掺杂极重的 pn 结，电子量子隧穿窄禁带形成负阻，可做振荡器和放大器（一端口反射式放大：负阻让反射系数模大于 1，入射波被”反射放大”）。在晶体管成熟之前它是唯一的固态高频放大手段，如今已基本退役，但某些场合仍在使用。
• BARITT 二极管（barrier injection transit time，势垒注入渡越时间）：结构像没有基极引线的结型晶体管。功率能力低于 IMPATT，但 AM 噪声更低，适合做本振（最高 94 GHz），也可做检波与混频。

负阻器件必须配高 Q 谐振腔

Gunn/IMPATT 的负阻把直流能量泵入振荡，但也意味着电路里任何多余的电抗都可能让它振荡在错误频率上。这类振荡器几乎都要求高 Q 腔体或介质谐振器稳频，直接甩在 50 Ω 微带线上是不能可靠工作的。

功率合成（power combining）。应用需要的射频功率超过单管能力时（毫米波频段尤其常见），可以把多个相干同相的源合成，输出功率按源数倍增。三个层次：

• 器件级：多个二极管/晶体管结在电尺寸很小的区域内并联，当一个器件用——只能并联少数几个结；
• 电路级：N 路合成器（Wilkinson 网络、平面合成网络、谐振腔合成器——腔合成器还有自锁相的好处）合并 N 个器件的输出；
• 空间合成：天线阵每个单元各接一个源（常用注入锁定振荡器保证相位相干）。

理论上倍增不限，实际上受高次模和合成器损耗限制，约 10–20 dB 封顶。不同方案在效率、带宽、源间隔离、电路复杂度上各有取舍。

11.2 双极结型晶体管

晶体管是三端器件，分结型晶体管和场效应晶体管两大类。结型包括用单一半导体（通常是硅）的 BJT（双极结型晶体管）和用化合物半导体的 HBT（异质结双极晶体管）。npn/pnp 都存在，但射频结型管绝大多数是 npn——高频下电子迁移率更高。

BJT 基本原理与混合 π 模型

射频 BJT 多用硅制造，是最老牌、最常用的有源射频器件之一：便宜、频段/功率/噪声综合性能好。放大器可用到 2–10 GHz，振荡器到约 20 GHz。两个突出优点：

• 1/f 噪声极低——做低相噪振荡器的首选；
• 单电源偏置——比 FET 的双电源省事。

缺点：电流驱动（基极电流调制集电极电流）、存在散粒噪声（噪声系数不如 FET）。上限频率主要由基区长度决定（典型 0.1 µm 量级）。结构上，基极/发射极做成多指（multiple fingers）叉指状以减小电阻和电容。

混合 π（hybrid-π）模型（共发射极，图 11.18）是最常用的小信号等效电路，与 FET 的等效电路形式相似、便于电路分析。模型不含基极/发射极引线的寄生电阻电感；更精细的 Gummel–Poon 模型广泛用于 SPICE 类软件，可包含寄生效应。若忽略基极–集电极电容 $C_c$（通常较小），则 $S_{12}=0$，器件变成**单向化（unilateral）**的——信号只从 1 口流向 2 口，分析大大简化。

用该模型可估计截止频率 $f_T$（短路电流增益降为 1 的频率）：设基极输入电流 $I_{\mathrm{in}}$，忽略 $R_b$（小）与 $R_{\pi }$（大），电容 $C_{\pi }$ 上电压 $V_{\pi }=I_{\mathrm{in}}/j\omega C_{\pi }$，输出短路电流 $I_{\mathrm{out}}=g_m{V}_{\pi }$，则短路基流增益为 $g_m/\omega C_{\pi }$，令其为 1：

$$f_T=\frac{g_m}{2\pi C_{\pi }}.\text{\hspace{1em}(11.23)}$$

白话：跨导越大、输入电容越小，管子越”快”。这与后面 FET 的 (11.24) 完全对偶。

实际设计中更常用厂家给出的 S 参数（工作点固定、逐频点测量）。典型 BJT 的 $|S_{11}|$、$|S_{22}|$ 都不小（基极/集电极端口严重失配），增益 $|S_{21}|$ 随频率迅速下降，$|S_{12}|$ 很小（近似单向）。NEC NE58219 硅 BJT（$V_{ce}=5$ V，$I_c=5$ mA，共射）：

f (GHz)	$S_{11}$	$S_{12}$	$S_{21}$	$S_{22}$
0.5	$0.46\angle -113°$	$0.08\angle 52°$	$6.3\angle 104°$	$0.53\angle -38°$
1.0	$0.38\angle -158°$	$0.11\angle 54°$	$3.5\angle 80°$	$0.40\angle -43°$
2.0	$0.40\angle 157°$	$0.19\angle 56°$	$1.9\angle 52°$	$0.33\angle -63°$
4.0	$0.52\angle 117°$	$0.38\angle 45°$	$1.1\angle 14°$	$0.33\angle -127°$

偏置点按用途取舍：低集电极电流 → 噪声系数最好；高集电极电流 → 功率增益最大。偏置与去耦电路要保证直流喂得进、射频窜不出（扼流圈 + 隔直电容的标准组合）。

异质结双极晶体管（HBT）

**HBT（heterojunction bipolar transistor）**的工作原理与 BJT 相同，但基射结用化合物半导体（GaAs、InP、SiGe 等，常配合铝等薄层）。高频性能大幅提升：部分器件可超过 100 GHz；SiGe HBT 已证实可用于 60 GHz 以上的低成本电路，且单片集成容易、便宜，军民两用毫米波电路里风头正劲。

由于结构与 BJT 类似，混合 π 模型照样可用；大范围工作条件下同样建议直接用实测 S 参数。对比 Si BJT，SiGe HBT 的 $|S_{21}|$ 随频率下降慢得多，$|S_{12}|$ 同样小（近似单向）。Infineon BFP640F SiGe HBT（$V_{ce}=2$ V，$I_c=1.2$ mA）：

f (GHz)	$S_{11}$	$S_{12}$	$S_{21}$	$S_{22}$
1.0	$0.91\angle -44°$	$0.06\angle 68°$	$3.92\angle 149°$	$0.93\angle -17°$
2.0	$0.75\angle -86°$	$0.10\angle 46°$	$3.39\angle 120°$	$0.79\angle -31°$
4.0	$0.59\angle -144°$	$0.11\angle 29°$	$2.18\angle 82°$	$0.64\angle -43°$
6.0	$0.54\angle 176°$	$0.11\angle 34°$	$1.64\angle 57°$	$0.58\angle -53°$

11.3 场效应晶体管

FET 与 BJT 的本质区别：

• BJT 是电流控制的双极器件（电子+空穴都参与）；FET 是电压控制的单极器件——只有一种载流子（n 沟道用电子，p 沟道用空穴）；
• FET 的源漏特性像一个”电压控制的变阻器”。

常见类型：MESFET（metal semiconductor FET，金属半导体 FET）、MOSFET（metal oxide semiconductor FET）、HEMT（high electron mobility transistor，高电子迁移率晶体管）及 PHEMT（pseudomorphic HEMT，赭晶/赝配 HEMT）。FET 技术持续发展了 50 多年：1950 年代出现结型 FET，1980 年代初提出 HEMT。GaAs MESFET/HEMT 的噪声系数是所有有源器件中最低的，低噪声放大器首选；新近的 GaN HEMT 是高功率放大器的主力；CMOS 以低成本高集成抢占射频集成电路市场。

各管横向对比：

器件	半导体	频率上限 (GHz)	典型增益 (dB)	噪声系数 (dB @ GHz)	功率容量	成本	单电源
BJT	Si	10	10–15	2.0 @ 2	高	低	是
HBT	SiGe	30	10–15	0.6 @ 8	中	中	是
CMOS	Si	20	10–20	1.0 @ 4	低	低	是
MESFET	GaAs	60	5–20	1.0 @ 10	中	中	否
HEMT	GaAs	100	10–20	0.5 @ 12	中	高	否
GaN HEMT	GaN	10	10–15	1.6 @ 6	高	中	否

MESFET

GaAs MESFET（金属–半导体 FET）是微波史上里程碑式器件：它让放大器、振荡器、混频器第一次以固态形式进入微波频段，撑起了雷达、GPS、遥感、无线通信的关键应用。栅极做成肖特基势垒；增益与噪声优势来自 GaAs 比硅更高的电子迁移率、以及无散粒噪声。10 GHz 以上的混合/单片集成电路里经常是首选，可用到毫米波频段。

工作原理：正的漏源电压 $V_{ds}$ 把电子从源拉向漏；栅源电压 $V_{gs}$ 上的信号调制这条多数载流子电流，实现放大。上限频率由栅长决定：0.2–0.6 µm 栅长对应约 100–50 GHz。

小信号等效电路（共源，图 11.21）的典型参数：

• $R_i$（栅串联电阻）= 7 Ω
• $R_{ds}$（漏源电阻）= 400 Ω
• $C_{gs}$（栅源电容）= 0.3 pF
• $C_{ds}$（漏源电容）= 0.12 pF
• $C_{gd}$（栅漏电容）= 0.01 pF
• $g_m$（跨导）= 40 mS

受控电流源 $g_m{V}_c$ 由 $C_{gs}$ 上的电压驱动，保证 $|S_{21}|>1$；反向通路 $S_{12}$ 完全由极小的 $C_{gd}$ 提供——通常可忽略 → 单向化成立。模型不含封装寄生（欧姆接触和键合引线带来的小串联电阻电感）。

与 BJT 对偶，单向化 FET 的短路基流增益为 $g_m/\omega C_{gs}$，令其为 1 得截止频率：

$$f_T=\frac{g_m}{2\pi C_{gs}}.\text{\hspace{1em}(11.24)}$$

偏置（图 11.22）：按用途选工作点——低噪声设计一般取漏电流为 $I_{dss}$（饱和漏源电流）的约 15%，高功率设计取更大电流，还要考虑放大器类别（A/AB/B）。直流特性族 $I_{ds}$–$V_{ds}$ 曲线是选工作点的依据。栅极需要负压、漏极需要正压——双电源偏置需要 RF 扼流圈（直流电阻极低、射频阻抗极高）和输入输出隔直电容配合；更讲究的偏置电路可以做温度/器件补偿、支持单电源。

NEC NE76184A GaAs MESFET（$V_{DS}=3$ V，$I_D=10$ mA）的 S 参数：

f (GHz)	$S_{11}$	$S_{12}$	$S_{21}$	$S_{22}$
1.0	$0.97\angle -28°$	$0.04\angle 72°$	$3.82\angle 154°$	$0.70\angle -19°$
2.0	$0.90\angle -55°$	$0.08\angle 54°$	$3.56\angle 129°$	$0.65\angle -37°$
4.0	$0.72\angle -103°$	$0.12\angle 28°$	$2.91\angle 86°$	$0.53\angle -68°$
8.0	$0.52\angle 179°$	$0.14\angle -1°$	$2.0\angle 20°$	$0.42\angle -129°$
12.0	$0.49\angle 103°$	$0.17\angle -19°$	$1.5\angle -38°$	$0.44\angle 170°$

MOSFET 与 HEMT

MOSFET：最常见的 FET，模拟/数字集成电路通吃。n 沟道器件由轻掺杂 p 衬底构成，与 MESFET 的区别是栅极与沟道之间隔一层薄绝缘层 $\mathrm{Si}{\mathrm{O}}_2$——栅极绝缘，不导通直流栅流。可用于 UHF，多管并联能输出几百瓦；LDMOS（横向扩散 MOSFET）源极直接接地，在 900/1900 MHz 蜂窝基站大功率发射机里一统天下。高密度集成电路用 CMOS（n、p 沟道互补），功耗低、成本低、工艺极成熟，越来越多地用于射频集成电路。其小信号等效电路与 MESFET 完全相同（图 11.21），高频 nMOS 器件一般也提供 S 参数。

HEMT：异质结 FET，不用单一半导体，而是 GaAlAs/GaAs/GaInAs 等化合物半导体多层叠合。结构自下而上：半绝缘 GaAs 衬底 → 未掺杂 GaAs 层 → 极薄未掺杂 GaAlAs 层 → n 掺杂 GaAlAs 层；各层晶格匹配以减小热应力和机械应力（也有故意晶格失配的赝配 PHEMT 变体）。多层结构带来约两倍于普通 MESFET 的载流子迁移率，GaAs HEMT 可工作在 100 GHz 以上。别名一堆：MODFET（调制掺杂 FET）、TEGFET（二维电子气 FET）、SDFET（选择掺杂 FET）。代价：结构复杂、工艺要求高、成本高。

GaN HEMT 是近年之星：GaN/AlGaN 长在硅或 SiC 衬底上，漏压 20–40 V，低微波频段可输出 100 W——高功率发射机的宠儿。Cree CGH21120 GaN HEMT（$V_{DD}=28$ V，$I_D=500$ mA）的 S 参数显示其 $|S_{12}|$ 极小（0.007–0.014），单向性极佳。

记住"迁移率决定噪声"这条主线

选管思路可以简化成一条链：噪声最敏感的接收第一级 → HEMT（迁移率最高、噪声系数最低）；中间增益级 → GaAs MESFET/HBT；末级功率 → GaN HEMT（耐高压、功率密度大）；追求便宜的量产产品 → Si BJT/CMOS（单电源、成本低）。第 12 章的低噪声放大器设计将直接用到这张”选型地图”。

11.4 微波集成电路

任何成熟电子技术的趋势都是更小、更轻、更低功耗、更便宜、更复杂。微波集成电路（MIC）干的事，就是把笨重昂贵的波导/同轴元件替换成小巧便宜的平面元件——如同数字集成电路对计算机的意义。MIC 可以把传输线、集总 R/L/C、二极管、晶体管全部装进几乎方毫米的芯片，整接收前端、整雷达收发模块都能集成。

两大类型：

混合 MIC（hybrid MIC）：基片上只有一层金属化的导体和传输线，电阻、电容、管芯等分立元件焊/键合上去；薄膜混合 MIC 会在基片上直接沉积部分简单元件。1960 年代就有了，至今仍是灵活且性价比高的实现方式。

基片选择是关键决策（电导率、介电常数、损耗角正切、导热、机械强度、工艺兼容性都要评估）：

• 氧化铝（alumina）：类陶瓷硬材料，${ϵ}_r\approx 9\text{–}10$。高介电常数让低频电路更小；但频率升高时基片必须减薄以避免辐射损耗，传输线会细到没法做——低频优选；
• 石英（quartz）：${ϵ}_r\approx 4$、刚性好，适合 >20 GHz 的高频电路；
• 特氟龙（Teflon）类软塑料板：${ϵ}_r=2\text{–}10$，大面积、便宜，但刚性和导热差。

导体用铜或金。工艺流程：CAD 设计/优化/布版（CADENCE、ADS、Microwave Office、DESIGNER 等软件）→ 在 Rubylith 软片上按放大倍数（2×/5×/10×）制版提高精度 → 玻璃/石英原尺寸版 → 基片涂光刻胶、曝光、蚀刻 → 基片钻孔内蒸发金属做通孔（via） → 贴装/键合分立元件（计算机控制贴片机自动化）。混合 MIC 常预留调谐/修剪枝节，逐块微调补偿元件容差——提高良率，但高技术含量的修剪人工也抬高了成本。典型应用：X 波段相控阵雷达的混合集成 T/R 模块（内含移相器、放大器、开关、铁氧体环形器与控制偏置电路）。

单片微波集成电路（MMIC）：更进一步——给定电路所需的全部有源/无源元件都”长”在半导体基片里。1970 年代末以来 GaAs 材料与工艺进步让它成为可能；一片晶圆同时加工大量电路，人工成本大幅降低，潜在成本低。

• 基片必须是半导体（要长有源器件）：GaAs 最常用（MESFET 万能：低噪/高增益/宽带放大、混频、振荡、移相、开关通吃），还有 Si、蓝宝石上硅（SoS）、SiC、InP；
• 导体：金（先镀铬/钛薄层增加附着力；这两种金属较损，金层要几个趋肤深度厚以减小衰减）；
• 电容/覆盖线介质：SiO、SiO₂、Si₃N₄、Ta₂O₅——高介电常数、低损耗、工艺兼容；
• 电阻：NiCr、Ta、Ti、掺杂 GaAs 等损耗膜。

制作流程：离子注入或外延形成有源层 → 蚀刻/注入做台面隔离 → 金/金锗合金化做欧姆接触 → 钛/铂/金栅金属化（源漏之间）→ 中间晶圆测试 → 第一层金属化（接触、传输线、电感）→ 沉积电阻膜与介质膜 → 第二层金属化（电容与互连）→ 背面减薄、蚀刻镀通孔（顶面接地 + 有源器件散热通道）→ 切片测试。

MMIC 的账要两面算：

• 优点：小尺寸轻重量；额外加 FET 几乎不要钱——灵活性和性能轻松提升；单片器件寄生电抗远小于分立封装器件 → 带宽更宽；同晶圆电路一致性和可复现性极好；
• 缺点：贵半导体衬底被传输线/电桥占掉大片面积；工艺步骤和公差要求苛刻 → 良率低；小批量（几百片以内）成本反而高；设计阶段必须彻底考虑元件容差、不连续性、偏置网络、杂散耦合、封装谐振——流片后无法调试；小尺寸限散热 → 只能做中等以下功率；MMIC 材料固有的电阻损耗让高 Q 谐振器/滤波器难做。

MMIC 流片前必须把"调试"做完

混合电路可以修剪枝节，MMIC 不行——修剪既困难又违背低成本量产的初衷。元件容差、传输线不连续性、偏置网络、封装谐振，全部要靠 CAD 在设计阶段消化掉。小批量 MMIC 的单位成本可能显著高于混合电路，选路线前先算产量。

知识角：RF MEMS 开关。用硅微机械加工（micromachining）在衬底里做出可悬浮/可动的结构，用于微波谐振器、天线和开关——这就是微机电系统（MEMS）。最流行的开关构型：柔性导电悬膜在直流控制电压下被吸下/弹起，切换信号路径的低电容态/高电容态。优点非常亮眼：插损 0.1–1.0 dB、隔离 25–60 dB（10–20 GHz 频段）、驱动功耗仅 1 µW、几乎零交调失真和其它非线性（不像 PIN/FET 开关）；缺点也来自机械本性：开关时间 >30 µs、寿命受机械磨损限制；驱动电压 10–20 V 偏高。最重要的潜在应用：相控阵天线所需的大批量低成本开关线移相器。

11.5 微波电真空器件

固态源凭尺寸、重量、功耗、成本全面胜出，但**超高功率（10 kW 以上）和/或超高频率（100 GHz 以上）**仍是电子管的领地：

• 雷达发射机：1–10 kW（脉冲工作峰值功率还能更高；接收端本振/下变频另需低功率固态源）；
• 电子战系统：100 W–1 kW，且要宽带可调；
• 微波炉：单频约 700 W——最常见的微波系统，管子最经济。

频率升到毫米波/亚毫米波，固态器件连中等功率都难出，管子愈发重要。总体格局：中低功率/中低频率用固态，高功率/高频率用管子；且固态的性能线每年都在推进，但管子的需求短期内不会消失。历史上第一台实用微波源就是 1930 年代英国研制的磁控管，直接催生了二战微波雷达。管子单独做功放的场合，常与低功率固态源组合成微波功率模块（MPM）。

所有管子的共同结构：真空外壳内，热阴极（氧化钡涂层金属面或浸渍钨面）靠热电子发射产生电子流，聚焦阳极/螺线管电磁铁把电子流聚成细束（阴极+聚焦极+调制极合称电子枪；脉冲工作时调制极加正压开束、负压关束），电子束与射频场相互作用后由收集极接回电源。能量经透明窗、同轴探针或耦合环耦合出真空外壳。高真空、大散热需求 → 管子普遍又大又笨，还常配大偏置磁铁和高压电源。按电子束–场作用方式分两大类：

线性注管（“O”型：电子束与电场平行）：

• 速调管（klystron）：可作放大器或振荡器。电子束依次穿过多个谐振腔：第一腔注入射频、把电子束”群聚”（bunching）成疏密相间；中间腔强化群聚；末腔提取高倍放大后的功率。两腔增益约 20 dB，四腔（实用极限）可达 80–90 dB；峰值功率兆瓦级，效率 30%–50%。缺点是高 Q 腔带来窄带宽；优点是 AM/FM 噪声极低。反射速调管（reflex klystron）是单腔振荡器：腔后反射极让电子束回馈腔体自激；机械调腔尺寸调频——已基本被固态源取代。
• 行波管（TWT）：为克服速调管窄带而生。电子枪+聚焦磁铁把电子束射过慢波螺旋线：螺旋结构把射频波速降到与电子束同速，一路上持续交换能量放大。带宽是放大管之最（30%–120%）——电子战”宽带大功率”需求的标配；典型几百瓦，改用耦合腔互作用区可到几千瓦（带宽变窄）；效率 20%–40%。
• 返波振荡管（BWO）：TWT 变体，但射频波沿螺旋线从收集极端向电子枪端传播——放大信号由群聚电子束自身提供，自激振荡。亮点：调阴极–螺旋线直流电压可电调频一个倍频程以上；功率小（<1 W），正被固态源取代。
• 扩展互作用振荡管（EIO）：类速调管，多个耦合腔+正反馈自激。调谐窄、效率中等，但几百 GHz 下仍能出高功率——仅次于回旋管。

正交场管（“M”型：聚焦场垂直于加速电场）：

• 磁控管（magnetron）：第一代高功率微波源。圆柱阴极外圈圆柱阳极，内壁排布腔体谐振器；磁偏置平行于阴极–阳极轴。工作时电子云在互作用区绕阴极旋转、群聚、把能量交给射频波。效率 80% 以上、几千瓦量级功率；但噪声大、脉冲工作无法保持频率/相位相干——高性能脉冲雷达要做脉冲串相干处理，因此现代雷达改用”稳定低噪固态源 + TWT 功放”架构。磁控管今天的主业：微波炉。
• 正交场放大器（CFA）：几何类似 TWT，互作用区类似磁控管；负偏电极把电子束偏折垂直于慢波结构，磁偏置与”底极”电场对电子束的作用力互相抵消（无射频输入时束平行行进），有射频输入时速度调制+群聚+周期性向慢波电路偏折 → 放大。效率高达 80%，但增益仅 10–15 dB，噪声比速调管/TWT 大，带宽至 40%。
• 回旋管（gyratron）：可放大可振荡。电子枪+轴向腔体类似速调管，外加螺线管偏置磁场让电子走紧密螺旋；电子速度高到相对论效应显著，横向速度分量的能量耦合给射频场。关键特性：工作频率由偏置磁场强度和电子速度决定，而非管子尺寸——不受毫米波”尺寸太小做不了”的限制，是该频段功率之王（10–100 kW）、效率也高；正迅速取代反射速调管和 EIO 成为毫米波功率源。

一句话记牢管子家族

要宽带找 TWT（电子战），要窄带大增益/低噪声找速调管，要便宜大功率加热找磁控管，要可宽带电调的小功率本振找 BWO，要毫米波大功率找回旋管。固态与电真空的分界大约是”中等功率/频率以下用固态，以上用管子”，且这条线随固态技术进步逐年上移。

自测题

自测 5 题（点击展开答案）

1. 肖特基二极管为什么比普通 pn 结二极管更适合微波检波？ 答：肖特基势垒是金属–半导体结，没有 pn 结的少数载流子存储效应，结电容小得多，因而可以在微波频率下工作。微波肖特基管一般用 n 型 GaAs 制造以获得更好的高频性能；小信号下其检波能力来自 V–I 指数特性泰勒展开的二次项。

2. PIN 管单刀开关中，什么情况下选并联结构更好？ 答：当反偏状态下管子阻抗呈高容抗（如例 11.1 中 $Z_r\approx 2-j171\Omega$）时，把它并联在 50 Ω 传输线上几乎不影响通路（导通损耗低），而正偏的低阻抗并联则能提供强反射（关断隔离高）。例 11.1 中并联结构的隔离（13.3 dB）比串联（6.0 dB）高约 7 dB，导通损耗还更低。反之，若管子呈低阻抗特性则应选串联。

3. 写出 FET 单向化模型的截止频率 $f_T$，并说明其物理含义。 答：$f_T=g_m/(2\pi C_{gs})$。它是短路电流增益降为 1 的频率：跨导提供的漏极输出电流与 $C_{gs}$ 对栅流的分流在高频下此消彼长。物理上反映了”跨导越大、输入电容越小，管子越快”。BJT 的对应公式 $f_T=g_m/(2\pi C_{\pi })$ 完全对偶。

4. 检波二极管的”平方律工作区”是什么意思？为什么重要？ 答：二极管电流泰勒展开的二次项使检波输出中 ${\omega }_m$ 分量的幅度正比于输入电压的平方（即正比于输入功率）。用检波电压反推功率的仪器（驻波比指示器、信号电平表）依赖这一关系，只有输入功率限制在平方律区间内读数才准确：超出则饱和趋于线性，低于则没入噪声底。检波器常加直流偏置到灵敏度最佳的工作点。

5. MMIC 与混合 MIC 各自最适合什么场景？ 答：MMIC 寄生小、带宽宽、一致性好、大批量时人工成本低，适合大批量的接收前端/T-R 组件；但小批量成本高（衬底被传输线占面积、良率低）、流片后无法调试、散热受限只能做中等功率、高 Q 谐振器难实现。混合 MIC 可调可换、小批量灵活便宜，适合原型验证与小批量多品种产品，但寄生大、带宽窄、装配人工多。