第11章 数据手册参数详解：每个参数什么意思

这一篇在干嘛？

打开任何一份运放数据手册，都是几十个缩写参数砸过来。这一章按参数逐个讲：它是什么、典型值多少、什么时候对你的设计重要。读完你就能拿着数据手册做选型决策，而不是凭”口碑”。

11.1 先读懂数据手册的”规则”

11.1.1 参数名称不统一

本章讲的是 TI 数据手册中最常用的参数。同一家公司用一个名字，其他厂商可能用不同的名称和缩写。不是每个参数都会出现在某个运放的数据手册上——纯交流应用的运放可能干脆省略直流失调信息。这不是”藏着掖着”，而是突出按预期用法使用该器件的设计者最关心的参数。

常见坑

世上没有理想运放，也没有万能运放。选型必须基于”哪些参数对这个应用最重要”的理解。 inexperienced 设计者很容易选错：把低失真的音频运放用在高速视频电路里，无论音频性能多出色都不会工作。如果某个参数在数据手册里找不到，先反思应用需求，再考虑换一个数据手册里有该信息的器件。

11.1.2 典型值（Typical）到底有多”典型”

有些参数呈统计正态分布，数据手册上的典型值是分布的均值（1σ 值）——意味着 68% 的受测器件其参数在典型值 ± 之内或更好。TI 目前用 6σ 来定义最小值和最大值。典型值通常在器件定型表征时确定后就不再改变。

11.1.3 数据手册三大表格

数据手册通常有三张电气表：

1. 绝对最大额定值（Absolute Maximum Ratings）：超过就可能损坏器件的极限，服役或测试中绝不可超过。
2. 推荐工作条件（Recommended Operating Conditions）：超出会导致性能不满意，但不意味着器件损坏。
3. 电气特性（Electrical Characteristics）：器件固有可测的电气特性，用于预测其作为电路元件的性能。这些测量都基于器件在推荐工作条件内工作。

11.2 参数速查表

Table 11–1 运放参数词汇表（精选常用项）

参数	缩写	单位	定义
0.1 dB 平坦度带宽	—	MHz	增益保持在标称值 ±0.1 dB 内的频率范围
共模输入电容	$C_{ic}$	pF	共模源看到的对地输入电容
共模输入阻抗	$Z_{ic}$	Ω	每个输入端与地之间小信号阻抗的并联和
共模输入电压	$V_{IC}$	V	输入引脚处的平均电压
共模抑制比	CMRR / $k_{CMR}$	dB	差分电压放大倍数与共模电压放大倍数之比（通过共模电压变化与由此产生的输入失调电压变化之比测定）
串扰	$X_T$	dBc	被驱动通道输出电压变化与未被驱动的另一通道输出电压变化之比
微分增益误差	$A_D$	%	直流电平变化时交流增益的变化（视频参数，3.58 MHz NTSC / 4.43 MHz PAL 测试）
连续总功耗	—	W	封装（含负载功耗）能耗散的功率，常按环境温度和封装形式分表列出

Table 11–2 参数缩写交叉引用（常见部分）

缩写	参数
$\alpha I_{IO}$	输入失调电流温度系数
$\alpha V_{IO}$	输入失调电压温度系数
$A_{OL}$	开环电压增益
$A_{VD}$	差分电压放大倍数
$B_1$	单位增益带宽
$B_{OM}$	最大输出摆幅带宽
$c_i$	输入电容
CMRR / $k_{CMR}$	共模抑制比
GBW	增益带宽积
$I_{CC}/I_{DD}$	电源电流
$I_{IB}$	输入偏置电流
$I_{IO}$	输入失调电流
$I_n$	输入噪声电流
$I_{OS}$	输出短路电流
$k_{SVR}$	电源抑制比
NF	噪声系数
PSRR	电源抑制比
$r_i$	输入电阻
SR	压摆率
$t_S$	建立时间
$V_{IO}$	输入失调电压
$V_n$	输入噪声电压
$V_{OM\pm }$	最大输出电压摆幅
${\varphi }_m$	单位增益相位裕度

常见坑

CMRR 或 PSRR 这种缩写在表格里是 dB 单位，但定义式算出来是无量纲比值——数据手册里 dB 值是取了对数的。别混着算。

下面按 11.3 节的顺序深入讲重要参数。

11.3 重要参数逐个讲

11.3.1 输入失调电压 $V_{IO}$

所有运放都需要在其反相与同相输入之间加一个小电压，来平衡工艺偏差造成的固有失配——这个电压就是输入失调电压 $V_{IO}$。它通常建模为驱动同相输入端的电压源。

图11-1 输入失调电压的两种测试电路（DUT = 被测器件）。电路 (a) 简单，但 $V_{out}$ 不为零，其实不符合参数定义；电路 (b) 是伺服环路，靠环路作用把 DUT 输出维持在 0 V。

• 双极型输入运放的失调指标通常优于 JFET 或 CMOS 输入
• TI 数据手册还给出两个相关参数：失调电压平均温度系数 $\alpha V_{IO}$（单位 µV/°C，$=\Delta V_{IO}/\Delta °C$，在温度极值点测量）和失调电压长期漂移（单位 µV/月，半导体正常老化导致）

$V_{IO}$ 通常归因于电压反馈放大器的输入差分对。任何要求直流精度的场合，失调电压都是关键参数。

图11-2 失调电压调零电路：电位器接在两个调零引脚之间，滑动端经串联电阻接负电源；把输入短接，调电位器直到输出为零。

11.3.2 输入电流 $I_{IB}$ 与 $I_{IO}$

运放的输入电路需要一定偏置电流才能正常工作。输入偏置电流 $I_{IB}$ 是两个输入电流的平均值：

$$I_{IB}=\frac{(I_N+I_P)}{2}\text{\hspace{1em}(11-1)}$$

白话：把反相端电流 $I_N$ 和同相端电流 $I_P$ 加起来除以二。

图11-3 $I_{IB}$ 测试电路

两个输入偏置电流之差叫输入失调电流：$I_{IO}=I_N-I_P$，通常比偏置电流小一个数量级。

• CMOS 和 JFET 输入的输入电流远小于标准双极型
• 源阻抗高时偏置电流才是问题：偏置电流大会”压低”源信号，实际看到的电压低于预期。对策：换 CMOS/JFET 输入运放，或加缓冲级降低源阻抗
• 双极型输入时，可以让两个输入端看到的阻抗匹配来抵消失流的影响；CMOS/JFET 输入时失调电流通常不是问题，无需匹配阻抗

失调电流也有温度系数 $\alpha I_{IO}$（µA/°C，$=\Delta I_{IO}/\Delta °C$）。

11.3.3 共模输入电压范围 $V_{ICR}$

共模电压定义为反相与同相输入引脚电压的平均值。共模电压太高或太低时输入级会”罢工”，电路停止正常工作。$V_{ICR}$ 规定了保证正常工作的范围。

不同输入结构决定了不同的共模范围：

• LM324/LM358：双极型 PNP 输入，集电极接负电源轨 → 共模范围包含负轨（可低到地）
• TL07X / TLE207X（BiFET）：P 沟道 JFET 输入，源极经电流源接正轨 → 共模范围包含正轨
• TI LinCMOS：P 沟道 CMOS 输入，衬底接正轨 → 共模范围包含负轨
• 轨到轨输入：差分输入用互补的 N 型和 P 型器件——共模电压接近任一电源轨时，至少还有一个差分对在工作 → 范围包含两根轨

电压越来越低、单电源越来越普遍，$V_{ICR}$ 的重要性随之上升。需要轨到轨输入的典型场景：同相跟随器且输入信号在两轨之间摆动（如低压单电源系统中 ADC 的输入缓冲）、高端电流检测（必须在正电源轨附近工作）。

11.3.4 差分输入电压范围

差分输入电压范围通常列为绝对最大额定值——超出可导致击穿和器件失效。有些器件内置保护，但此时流入输入端的电流需要限流。正常设计里差分输入电压限制一般不是问题。

11.3.5 最大输出电压摆幅 $V_{OM\pm }$

$V_{OM\pm }$ 定义为：静态直流输出电压为零时，波形不削波所能获得的最大正/负峰值输出电压。它受放大器输出阻抗、输出晶体管饱和压降和电源电压限制。

图11-4 最大输出电压摆幅 $V_{OM\pm }$

射极跟随器输出级无法把输出推到电源轨。轨到轨输出运放改用共发射极（双极型）或共源极（CMOS）输出级，输出摆幅只受输出晶体管饱和压降（双极型）或导通电阻（CMOS）以及所驱动的负载限制。

新型器件面向单电源，TI 新数据手册用 $V_{OH}$ 和 $V_{OL}$ 标注输出的最高/最低电压。

什么时候重要：单电源系统里运放驱动 ADC 的输入，而 ADC 配置为从地到正轨的满量程——运放到不了轨，动态范围就丢了。第10章的 TLE2027 例子（离轨 2 V，5 V 供电下 1 V 输出接近削波）就是这个参数没查的代价。

11.3.6 大信号差分电压放大倍数 $A_{VD}$

$A_{VD}$ 类似开环增益，区别在于开环增益通常不带负载测量，而 $A_{VD}$ 通常带输出负载测。它随频率下降（见 11.3.15 的图）。

要求精确增益时 $A_{VD}$ 就是设计问题。 同相放大器的增益方程：

$$\text{Gain}=\frac{1}{\beta }\times \frac{1}{1+\frac{1}{A_{VD}\beta }}\text{\hspace{1em}(11-2)}$$

其中 $\beta$ 是反馈系数，由反馈电阻决定；$\frac{1}{A_{VD}\beta }$ 是误差项。

例题 11-1：开环增益不够时的增益误差

设同相放大器目标闭环增益 $\frac{1}{\beta }=100$，运放低频 $A_{VD}=100000$（100 dB）：

$$\text{Gain}=100\times \frac{1}{1+\frac{1}{100000\times 0.01}}=100\times \frac{1}{1.001}=99.9$$

增益低了 0.1%。注意 $A_{VD}$ 随频率下降——高频时误差项急剧变大，闭环带宽内精确增益的假设就不再成立。

11.3.7 输入寄生元件

两个输入端都有寄生阻抗。图11-5 给出了各输入端与地之间以及两端之间的电阻与电容模型（还有寄生电感，但低频下可忽略）。源阻抗高时输入阻抗才是设计问题——输入会”吃掉”源信号。

图11-5 输入寄生元件

输入电容 $C_i$：一个输入接地时两输入端之间测得的电容，通常几 pF。图11-5 中若 $V_p$ 接地，则 $C_i=C_d\parallel C_n$。若 $V_p$ 短接到 $V_n$，则 $C_{ic}=C_p\parallel C_n$，是共模源看到的对地电容。

输入电阻 $r_i$：一个输入接地时两输入端之间的电阻，范围 $10^7\sim 10^{12}\Omega$，取决于输入类型。同理 $r_{ic}=R_p\parallel R_n$ 是共模源看到的对地电阻。

11.3.8 输出阻抗 $Z_0$

$Z_0$ 是输出端与地之间的小信号阻抗。不同数据手册列的是闭环或开环输出阻抗，数值范围 50～200 Ω。轨到轨输出运放用的共射/共源输出级，其输出阻抗高于射极跟随器结构。

图11-6 输出阻抗的影响

什么时候重要：用轨到轨输出运放驱动重负载时——负载为阻性，输出阻抗限制了输出能多接近电源轨；负载为容性，额外相移会侵蚀相位裕度（见 11.3.15）。一些新型音频运放能直接驱动扬声器/耳机负载，是获得极低输出阻抗的经济方法。

11.3.9 共模抑制比 CMRR

CMRR 定义为差分电压放大倍数与共模电压放大倍数之比 $A_{DIF}/A_{COM}$，理想应为无穷大（共模电压完全被拒绝）。

真实机理：共模输入电压会改变输入差分对的偏置点，由于输入电路的固有失配，偏置点变化改变失调电压，进而改变输出。所以真正起作用的是 $\Delta V_{OS}/\Delta V_{COM}$。TI 数据手册写成正数：

$$\text{CMRR}=\frac{\Delta V_{COM}}{\Delta V_{OS}}\text{(dB)}$$

注意：数据手册上的 CMRR 是直流参数；画成频率曲线后，随频率升高而下降。

最常见的共模干扰源是 50 Hz / 60 Hz 电网噪声。还要防止电路其他部分拖累运放的 CMRR：高阻值电阻让电路容易拾取共模（和其他）噪声——通常可以把电阻缩小、电容放大来保持同样的电路响应。

11.3.10 电源电压抑制比 $k_{SVR}$（PSRR）

$k_{SVR}$（又名 PSRR）是电源电压变化量与输出电压变化量之比。机理与 CMRR 相同：电源电压影响输入差分对偏置点 → 失配下失调电压变化 → 输出变化。

双电源运放（± 轨对称变化）：

$$k_{SVR}=\frac{\Delta V_{CC\pm }}{\Delta V_{OS}}\text{或}{k}_{SVR}=\frac{\Delta V_{DD\pm }}{\Delta V_{OS}}$$

单电源运放：

$$k_{SVR}=\frac{\Delta V_{CC}}{\Delta V_{OS}}\text{或}{k}_{SVR}=\frac{\Delta V_{DD}}{\Delta V_{OS}}$$

与 CMRR 一样，$k_{SVR}$ 是直流参数，随频率升高而下降。

什么时候致命：开关电源产生 50 kHz～500 kHz 及更高的噪声频率，而 $k_{SVR}$ 在这些频率上几乎为零——电源线上的噪声直接搬到运放输出。必须用正确的旁路（bypass）技术控制电源线高频噪声（第17章）。

11.3.11 电源电流 $I_{DD}$

$I_{DD}$ 是运放（无负载）的静态电流。TI 数据手册中通常指整个封装的总静态电流，但覆盖同型号单/多运放的数据手册例外——此时 $I_{DD}$ 是每个放大器的静态电流。

记住这个铁律：运放里功耗换来的是噪声和速度。低功耗 = 高噪声 + 慢，没有例外。

11.3.12 压摆率 SR

压摆率 SR 是阶跃输入引起输出电压的变化速率，单位 V/µs 或 V/ms。

图11-7 压摆率

多数运放中控制压摆率的首要因素是内部补偿电容 $C_C$——它是为了让运放在单位增益下稳定而特意加进去的。参见图11-8：第二级电压变化速率被 $C_C$ 的充放电限制，当差分对的一侧导通全部 2$C_E$ 电流时变化率最大，本质上：

$$SR=\frac{2I_E}{C_C}$$

白话：给电容充电的电流（尾电流）越大、电容越小，输出爬得越快。不是所有运放都有内部补偿电容——非补偿运放的压摆率由内部寄生电容决定，带宽和压摆率更大，但稳定性要设计者自己负责。

图11-8 简化运放原理图

要增大压摆率就得加大运放内部的偏置电流——又一次印证”功耗换速度”。

11.3.13 等效输入噪声

噪声详见第10章。所有运放内部都有寄生噪声源；噪声在输出端测量后折算回输入端，所以叫等效输入噪声。通常以每根号赫兹的电压 $V_n$（或电流 $I_n$）标注；音频运放一般附一张全音频频段的噪声曲线图。

点噪声（Spot Noise）：噪声谱有粉（1/f，低频显著）和白（平坦）两个分量。点噪声通常在两个频率上标定：10 Hz（1/f 区）和 1 kHz（平坦区），单位 nV_rms/√Hz（电流噪声用 pA_rms/√Hz）。1/f 与白噪声的交界即拐角频率 $f_{nc}$（第10章详讲）。

图11-9 典型运放输入噪声谱

宽带噪声：如 $V_{N(PP)}$ 是特定频带（典型 0.1～1 Hz 或 0.1～10 Hz）上的峰峰电压，单位 nV_P-P。

同结构运放中加大偏置电流可以降噪声（同时提高 SR、GBW 和功耗）。另外输入端看到的电阻本身带噪声：把同相输入电阻平衡到与反相端一致虽有助于失调（偏置电流效应），却给电路额外添了噪声——低噪声设计常故意不做阻抗平衡。

11.3.14 总谐波失真加噪声 THD+N

THD+N 比较输出信号与输入信号的频率成分。理想情况下输入纯正弦、输出也该是纯正弦，但由于运放的非线性与噪声源，输出永远不纯。THD+N 是除基波以外所有频率成分与基波之比，通常用百分比：

$$\text{THD+N}=\left[\frac{(\Sigma \text{谐波电压}+\text{噪声电压})}{\text{基波}}\right]\times 100\%\text{\hspace{1em}(11-3)}$$

图11-10 输出频谱（THD+N = 1%）：基波与输入同频；非线性产生各次谐波；输出噪声主要来自运放输入噪声；全部谐波加噪声合计占基波的 1%。

运放失真的两大元凶：输出电压摆幅受限和压摆率受限。 要获得低 THD，运放必须工作在推荐工作条件以内（或更低）。

11.3.15 单位增益带宽与相位裕度

数据手册里与频率特性相关的五个参数：单位增益带宽 $B_1$、增益带宽积 GBW、单位增益相位裕度 ${\varphi }_m$、增益裕度 $A_m$、最大输出摆幅带宽 $B_{OM}$。

$B_1$ 指定 $A_{VD}$ 降到 1 的频率：

$$B_1=(f)A_{VD}=1\text{\hspace{1em}(11-4)}$$

GBW 是开环配置、输出带载时的增益带宽积：

$$\text{GBW}=A_{VD}\times f\text{\hspace{1em}(11-5)}$$

GBW 对电压反馈放大器是常数；对电流反馈放大器没有意义——其增益与带宽不成线性关系。

相位裕度 ${\varphi }_m$：信号经运放在单位增益频率处经历的相移与 180° 之差：

$${\varphi }_m=180°-\varphi @B_1\text{\hspace{1em}(11-6)}$$

增益裕度 $A_m$：单位增益与 180° 相移处增益之差：

$$\text{Gain margin}=1-\text{Gain}@180°\text{phase shift}\text{\hspace{1em}(11-7)}$$

最大输出摆幅带宽 $B_{OM}$：输出高于规定值时的最高频率：

$$B_{OM}=f_{MAX},\text{while }{V}_O>V_{MIN}\text{\hspace{1em}(11-8)}$$

$B_{OM}$ 的限制因素是压摆率——频率越高，输出越被压摆率卡住，跟不上规定摆幅。

为什么运放是稳定的：为了让运放稳定，补偿电容 $C_C$ 被特意做进第二级（图11-8）。这种频率补偿叫主极点补偿（dominant pole compensation）：让开环增益在输出相位移动 180° 之前就滚降到 1。（图11-8 极度简化，真实运放还有其他频率整形元件。）

图11-11 电压放大倍数与相移 vs 频率

${\varphi }_m$ 与 $A_m$ 是稳定性的两种表述。轨到轨输出运放输出阻抗高，驱动容性负载时相移显著——额外相移侵蚀相位裕度，所以多数轨到轨输出的 CMOS 运放驱动容性负载的能力有限。

11.3.16 建立时间 $t_S$

信号穿过运放内部电路需要有限时间，所以输出对输入阶跃的反应有延迟；而且输出通常先过冲目标值、经历阻尼振荡、再稳定到终值。建立时间 $t_S$ 是阶跃输入下输出电压稳定到终值规定百分比以内所需的时间。

图11-12 建立时间

什么时候重要：数据采集电路中信号快速变化时——典型场景是多路复用器（mux）后接运放缓冲 ADC 输入。mux 切换通道时运放输入发生阶跃，输出必须在 ADC 采样之前稳定到规定容差以内，否则采到的是”没稳定完”的错值。

常见坑

1. 典型值（typ）只有 1σ 置信度——68% 的器件能达标。要求严格的设计要盯最小/最大值（TI 按 6σ 定义）。
2. CMRR、PSRR 都是直流参数，画在频率轴上快速恶化；开关电源频率（50 kHz+）处 PSRR 几乎为零，必须旁路。
3. GBW 是电压反馈运放的概念，套在电流反馈运放上是错的。
4. 单位增益稳定的运放才可以在跟随器组态直接用；非补偿运放带宽大但要自己保证稳定。
5. 高阻抗输入配大电阻：失调平衡了，噪声却上去了（见第10章）。
6. 别用音频低失真运放去做高速视频——参数体系完全对不上。

通关标准：

• 拿到任意运放数据手册，能说出三大表格（绝对最大额定值 / 推荐工作条件 / 电气特性）各管什么、超了后果有何不同。
• 能对每个常见参数（$V_{IO}$、$I_{IB}$、$V_{ICR}$、$V_{OM\pm }$、$A_{VD}$、CMRR、PSRR、SR、GBW、THD+N、$t_S$）讲出：定义、典型量级、对什么应用关键。
• 知道”功耗换噪声与速度”的三角关系，并能用它解释为什么低功耗运放又慢又吵。
• 看到误差项 $\frac{1}{A_{VD}\beta }$ 会算闭环增益的精确度；看到轨到轨输出会想到高 $Z_0$ 与容性负载问题。
• 选型时能列出一个”该应用的关键参数清单”逐项核对，而不是只看单一参数。

自测：数据手册说失调电压 typ 1 mV、max 5 mV，买 100 片大概多少片失调在 1 mV 以内？

约 68 片。典型值是 1σ 值，68% 的器件在典型值 ± 之内；只有到 max（TI 按 6σ 定义）才有接近全部器件的保证。

自测：为什么 LM324 的输入共模范围可以低到负电源轨，而 TL07X 可以高到正轨？

输入级结构决定：LM324 用集电极接负轨的双极型 PNP 输入，共模范围包含负轨；TL07X（BiFET）用源极经电流源接正轨的 P 沟道 JFET 输入，共模范围包含正轨。轨到轨输入则用互补 N/P 差分对，两头都能到。

自测：闭环增益 100 的同相放大器，想要增益误差 < 0.01%，运放低频 AVD 至少要多少？

误差项 $\frac{1}{A_{VD}\beta }<10^{-4}$，即 $A_{VD}\beta >10^4$，$\beta =0.01$，所以 $A_{VD}>10^6$（120 dB）。低频不难，难的是在整个工作频带内都保持——AVD 随频率滚降，带宽内误差会放大。

自测：开关电源供电的运放电路，输出出现 100 kHz 左右的纹波噪声，最可能是什么原因？

电源抑制比 kSVR 随频率上升急剧恶化，在开关电源噪声频率（50 kHz～500 kHz）处几乎为零，电源纹波直接出现在输出。对策：按第17章方法对电源正确旁路/去耦，而不是去换”PSRR 更好”的运放。

自测：BOM 和 GBW 有什么区别？为什么 BOM 比它更小？

GBW 是小信号增益带宽积（AVD×f 为常数）；BOM 是输出还能维持规定电压摆幅的最高频率。大信号下输出被压摆率 SR 卡住——频率高到输出需要的变化率超过 SR 时摆幅就保不住，所以 BOM 受 SR 限制，通常远低于 GBW 推算的值。