附录 单电源电路合集：20+ 拿来即用的电路

这一篇在干嘛？

这是原书附录 A 的”电路弹药库”：单电源条件下能直接套用的运放电路大全。本文按电路类型分组，每个电路给你三样东西——干什么用、传输公式、原书电路图。设计时先来这里选型，再回头精算电阻。

0. 开箱须知

为什么单电源电路这么麻烦

分裂电源（±15 V）下，运放输入输出以接地的中点为参考，信号源也接地，一切自然：

$$V_{OUT}=-V_{IN}\frac{R_F}{R_G}$$

图 A-1 分裂电源反相电路：输入输出天然以地为参考

信号源若不接地（接了 V_REF），这个参考电压差会被放大混进输出：

$$V_{OUT}=-\left(V_{IN}+V_{REF}\right)\frac{R_F}{R_G}\text{\hspace{1em}(A-1B)}$$

图 A-2 信号源带参考电压：V_REF 被一起放大

解决办法是在两个输入回路里都引入 V_REF（共模电压），让运放的差分输入级把它拒之门外：

$$V_{OUT}=-V_{IN}\frac{R_F}{R_G}\text{\hspace{1em}(A-1C 的结果)}$$

而单电源电路里，输入被参考到电源的下轨而不是中点——直接照搬分裂电源电路会当场翻车（图 A-4）：正输入电压要求输出变负，单正电源做不到，输出直接钉死在地上。

图 A-4 单电源下照搬反相电路：输出无法变负，电路失效

理想运放假设

本合集所有公式基于理想运放假设（表 A-1）：输入电流 I_IN = 0，失调电压 V_OS = 0，输入阻抗 ∞，输出阻抗 0，开环增益 ∞。

边界条件（务必记住）

• 单正电源 V_CC = +10 V 时，输出只能落在 0 ≤ V_OUT ≤ 10 V——不能输出负电压，但可以处理负输入（只要运放输入引脚上的电压不为负）。
• 大坑：运放由正电源供电时输入负电压（或反之），输入极易反向击穿；上电瞬间的反偏也要防。必要时在运放输入端接保护二极管（肖特基或锗管）：阳极接地、阴极接输入。

每个电路在本附录只列”最简形态”，需要别的偏置方式时，回第一章的八种变体里挑偏置方案移植过去。

一、放大器家族

1. 反相家族（4 变体：Y = −mX ± b）

按参考电压 V_REF 加在同相端还是反相端、参考极性正负，反相放大器有四种形态：

电路	传输函数	特点
A-5 反相 + 同相端正参考	见式 A-1	元件最少；R_F/R_G 在两半式里都出现，调斜率难兼顾截距
A-6 反相 + 反相端负参考	见式 A-2	R_G1、R_G2 独立可调，斜率截距好配
A-7 反相 + 同相端负参考	见式 A-3	元件最少；斜率截距都为负，输入范围选错就饱和
A-8 反相 + 反相端正参考	见式 A-4	双电阻独立可调

$$V_{OUT}=-V_{IN}\frac{R_F}{R_G}+V_{REF}\left(\frac{R_F+R_G}{R_G}\right)\text{\hspace{1em}(A-1)}$$ $$V_{OUT}=-V_{IN}\frac{R_F}{R_{G1}}+V_{REF}\frac{R_F}{R_{G2}}\text{\hspace{1em}(A-2)}$$ $$V_{OUT}=-V_{IN}\frac{R_F}{R_G}-V_{REF}\left(\frac{R_F+R_G}{R_G}\right)\text{\hspace{1em}(A-3)}$$ $$V_{OUT}=-V_{IN}\frac{R_F}{R_{G1}}-V_{REF}\frac{R_F}{R_{G2}}\text{\hspace{1em}(A-4)}$$

图 A-5 反相运放，同相端接正参考

图 A-6 反相运放，反相端接负参考：虚地使 R_G2 成为 V_REF 的负载

A-6/A-8 的诀窍：反相输入端是虚地，所以 R_G2 就是 V_REF 的终端阻抗。斜率和截距需要独立可调时，选带两个 R_G 的形态；追求元件最少，选单 R_G 形态。负参考形态（A-3/A-4）斜率截距全为负，输入范围选不好输出就贴地饱和；另外负输入电压要限制在 −400 mV 以内，否则运放输入击穿或保护电路导通。

2. 同相家族（4 变体：Y = mX ± b）

$$V_{OUT}=V_{IN}\frac{R_F+R_G}{R_G}-V_{REF}\frac{R_F}{R_G}\text{\hspace{1em}(A-5)}$$ $$V_{OUT}=V_{IN}\left(\frac{R_2}{R_1+R_2}\right)\frac{R_F+R_G}{R_G}-V_{REF}\left(\frac{R_1}{R_1+R_2}\right)\frac{R_F+R_G}{R_G}\text{\hspace{1em}(A-6)}$$ $$V_{OUT}=V_{IN}\frac{R_F+R_G}{R_G}+V_{REF}\frac{R_F}{R_G}\text{\hspace{1em}(A-7)}$$ $$V_{OUT}=V_{IN}\left(\frac{R_2}{R_1+R_2}\right)\frac{R_F+R_G}{R_G}+V_{REF}\left(\frac{R_1}{R_1+R_2}\right)\frac{R_F+R_G}{R_G}\text{\hspace{1em}(A-8)}$$

电路	形态	特点
A-9 同相 + 反相端正参考	mX − b	元件最少；R_F/R_G 两半式共用，难独立调
A-10 同相 + 同相端负参考	mX − b	R_1/R_2 与 R_F/R_G 独立可调，代价是多两只电阻
A-11 同相 + 反相端负参考	mX + b	元件最少
A-12 同相 + 同相端正参考	mX + b	R_1/R_2 独立可调

图 A-9 同相运放，反相端接正参考

图 A-10 同相运放，同相端接负参考：输入端电阻分压提供额外自由度

3. 差分家族（7 变体：放大差模、拒绝共模）

基本差分放大器（A-13）——精密应用里放大传感器信号、拒绝共模噪声的主力。当 R_F = R_2、R_G = R_1 时：

$$V_{OUT}=\left(V_{IN2}-V_{IN1}\right)\frac{R_F}{R_G}\text{\hspace{1em}(A-10)}$$

只放大差模信号。电阻必须精密匹配，失配会让共模电压漏进输出被放大。两个先天缺陷：两输入阻抗不同（反相端 R_G、同相端 R_F+R_G），偏置电流无法用电阻匹配抵消，高输出阻抗传感器接进来会出误差。

图 A-13 基本差分放大器

偏置校正差分（A-14）：在 A-13 基础上加 V_REF，可给输入信号去掉或加上一个失调：

$$V_{OUT}=\left(V_{IN2}-V_{IN1}\right)\frac{R_F}{R_G}+V_{REF}\text{\hspace{1em}(A-12)}$$

图 A-14 带偏置校正的差分放大器

高输入阻抗差分（A-15）：两输入信号各接一个运放的同相端（阻抗极高且匹配），适合高阻传感器。代价：V_IN1 要经过两级传播延迟而 V_IN2 只有一级，高频时延迟差占比过大，电路失效。

$$V_{OUT}=\left(V_{IN2}-V_{IN1}\right)\frac{R_F+R_G}{R_G}\text{\hspace{1em}(A-14)}$$

图 A-15 高输入阻抗差分放大器

高共模范围差分（A-16）：R_1 和 R_G2 限流，输入电压可以升到很高；V_REF1/V_REF2 提供偏置防止输出贴地饱和。所有电阻相等时：

$$V_{OUT}=\left(V_{IN2}-V_{IN1}\right)-2V_{REF1}+3V_{REF2}\text{\hspace{1em}(A-16)}$$

图 A-16 高共模范围差分放大器

高精度差分（A-17）：三运放结构，两输入都进同相端、延迟接近相等，失真最小。独门绝技：改增益只需动一只电阻 R_3，且无需重新匹配任何电阻对。R_7=R_6、R_5=R_2、R_1=R_4、V_REF1=V_REF2 时：

$$V_{OUT}=(V_{IN2}-V_{IN1})\left(\frac{2R_1}{R_3}+1\right)\left(\frac{R_6}{R_2}\right)+V_{REF3}\text{\hspace{1em}(A-18)}$$

图 A-17 高精度差分放大器：三运放结构，单电阻调增益

简化高精度差分（A-18）：省三只电阻，但增益必须用匹配电阻对设定，灵活性下降：

$$V_{OUT}=\left(V_{IN2}-V_{IN1}\right)\left(\frac{R_F}{R_G}\right)+V_{REF3}\text{\hspace{1em}(A-20)}$$

图 A-18 简化高精度差分放大器（运放 = TLV247x）

可变增益差分（A-19）：增益级 R_F/R_G 套在反馈环里会被”反转为衰减器”作用——这个电路可以给任何差分放大器加/改增益而不动匹配电阻对。R_1=R_3、R_2=R_4 时：

$$V_{OUT}=\left(V_{IN2}-V_{IN1}\right)\left(\frac{R_4}{R_3}\right)\left(\frac{R_F}{R_G}\right)\text{\hspace{1em}(A-22)}$$

图 A-19 可变增益差分放大器

4. 特殊用途放大器

T 型网络反馈（A-20）：想让反馈回路对直流是低阻通路，但输入电阻和增益又把 R_F 定死了——插入 T 网络多出一个自由度，两头兼顾：

$$V_{OUT}=-V_{IN}\left(\frac{R_2+R_3+\frac{R_2{R}_3}{R_4}}{R_1}\right)+V_{REF}\left(1+\frac{R_2+R_3+\frac{R_2{R}_3}{R_4}}{R_1}\right)\text{\hspace{1em}(A-23)}$$

图 A-20 反馈回路中的 T 型网络

缓冲器（A-21）：增益为 1（V_OUT = V_IN + V_REF），输入阻抗极高、输出阻抗极低，专门用来做阻抗变换、给别的电路当前级。注意输入必须单极性（输出摆不了负）；运放输入耐不住全电源电压时要串 R_F 限流防闩锁，新工艺运放可以省。

图 A-21 缓冲器（电压跟随器）

反相 AC 放大器（A-22）：直流下 R_G 被电容 C 断开，电路对直流是跟随器，输出静态点 = V_CC/2（由 V_CC 与电阻 R 分压设定）；交流下正常反相放大。直流工作点自动居中，随时可上下摆满轨：

$$V_{OUT}=-V_{IN}\frac{R_F}{R_G}+\frac{V_{CC}}{2}\text{\hspace{1em}(A-25)}$$

耦合网络要低阻，低频下限按”转折频率比信号最低频率低两个十倍程”设计：

$$f=\frac{1}{200\pi R_{G}C}\text{\hspace{1em}(A-26)}$$

图 A-22 反相交流耦合放大器

同相 AC 放大器（A-23）：同样的直流居中思路，交流增益同相：

$$V_{OUT}=V_{IN}\frac{R_F+R_G}{R_G}+\frac{V_{CC}}{2}\left(\frac{R_F+R_G}{R_G}\right)\text{\hspace{1em}(A-27)}$$

图 A-23 同相交流耦合放大器

二、求和与计算电路

1. 求和器

反相求和（A-24）：多路输入反相相加，各路增益独立可调（R_F/R_Gn）。R_B 取 R_F 与所有 R_Gn 的并联值，把偏置电流变成共模电压让运放拒收。V_REF 用于整体平移输出（实现”减法”）：

$$V_{OUT}=-\left(V_{IN1}\frac{R_F}{R_{G1}}+V_{IN2}\frac{R_F}{R_{G2}}+V_{IN3}\frac{R_F}{R_{G3}}\right)+V_{REF}\left(1+\frac{R_F}{R_{G1}\Vert R_{G2}\Vert R_{G3}}\right)\text{\hspace{1em}(A-29)}$$

图 A-24 反相求和器

同相求和（A-25）：输入相加后乘以级增益。各输入的等效增益由分压比决定，公式里全是并联组合——比反相求和难算；偏置电流补偿同样靠”所有 R_Gn 并联 = R_F∥R_G”。加 V_REF 才能处理负值输入：

$$V_{OUT}=\left(\frac{V_{IN1}(R_{G2}\Vert R_{G3})}{R_{G1}+R_{G2}\Vert R_{G3}}+\frac{V_{IN2}(R_{G1}\Vert R_{G3})}{R_{G2}+R_{G1}\Vert R_{G3}}+\frac{V_{IN3}(R_{G2}\Vert R_{G1})}{R_{G3}+R_{G2}\Vert R_{G1}}\right)\left(\frac{R_F+R_G}{R_G}\right)-V_{REF}\frac{R_F}{R_G}\text{\hspace{1em}(A-30)}$$

图 A-25 同相求和器

带缓冲同相求和（A-26）：每路输入先过缓冲器再求和——少几只电阻，多花两个运放。V_REF1/V_REF2 抬高缓冲器输入以处理正电压，其贡献由 V_REF3 抵消：

$$V_{OUT}=V_{IN1}\frac{R_F}{R_{G1}}+V_{IN2}\frac{R_F}{R_{G2}}-V_{REF1}\frac{2R_F}{R_{G1}}-V_{REF2}\frac{2R_F}{R_{G2}}+V_{REF3}\left(1+\frac{R_F}{R_{G1}\Vert R_{G2}}\right)\text{\hspace{1em}(A-31)}$$

2. 积分器家族

核心公式：拉氏域里 1/s 就是积分，时间常数 RC 决定 0 dB 交越点（RC=1 时增益 0 dB、相移 −45°）：

$$V_{OUT}=-V_{IN}\frac{1}{RCs}\text{\hspace{1em}(A-32)}$$

裸积分器（A-27）的问题：电容没有放电通路，任何漏电流都会慢慢给电容充电直到饱和。正输入偏置在 V_CC/2 让输出居中，偏置电阻取 2R 使并联值为 R、抵消 R 上的输入电流。于是有四个”改进版”：

图 A-27 基本反相积分器：V_CC/2 偏置，输出居中

• 输入电流补偿版（A-28）：二极管稳压 + R_B 大电阻当电流源，补掉输入偏置电流，大幅延长可用积分时间。二极管的温度系数与输入晶体管的温度系数互相抵消（NPN 输入级用正接，PNP 输入级要反接接地）。
• 漂移补偿版（A-29）：正输入端也接同样的 R∥C，两输入电流产生的电压靠 CMRR 互相抵消——积分时间更长，但信号中心不在 V_CC/2 时补偿变差。
• 机械复位版（A-30）：开关/继电器 S_1 短路电容强制放电；R_S 限放电电流、抑噪，R_S 与 C 的时间常数决定放电速度。机械复位隔离性好，但体积、重量、动作时间都不理想。

图 A-30 带机械复位的积分器

• 电子复位版（A-31）：FET Q_1 当开关，导通电阻 <100 Ω、关断 >几百 MΩ；源极接虚地所以栅源偏置不受信号影响。大坑：FET 寄生电容会注入电荷，足以造成积分误差，偏置要仔细。

图 A-31 带电子复位（FET 开关）的积分器

• 电阻复位版（A-32）：R_F 并在积分电容上持续放电——得到的是转折点（breakpoint）而不是纯积分：转折频率 $f=1/2\pi RC$ 之前平坦（增益 −R_F/R_G），之后 −6 dB/倍频程。牺牲低频积分特性，换最简单的复位：

$$V_{OUT}=-V_{IN}\left(\frac{R_F}{R_G}\right)\frac{1}{R_{F}C+1}\text{\hspace{1em}(A-37)}$$

图 A-32 电阻复位积分器（实为转折点电路）

真·同相积分器（A-33）：反相积分器前面再串一级反相缓冲，负负得正：

$$V_{OUT}=V_{IN}\frac{1}{RCs}\text{\hspace{1em}(A-38)}$$

同相积分器近似（A-34）：省一只运放，但传输函数里有个零点 $V_{OUT}=(RCs+1)/RCs$——低频像积分器，$f>1/2\pi RC$ 后退化成缓冲器。要求不高时够用：

图 A-34 同相积分器近似：低频积分、高频缓冲

3. 微分器家族

裸微分器（A-35）：s 运算，对数图上 +6 dB/倍频程。先天不稳：高频时电容容抗趋零，增益逼近运放开环增益——把系统噪声和运放噪声全放大；而且反馈环里这个极点遇上运放自身的多极点，容易振荡。只适合极少数特殊场合：

$$V_{OUT}=-V_{IN}RCs\text{\hspace{1em}(A-40)}$$

图 A-35 反相微分器：高频增益发散，慎用

带噪声滤波微分器（A-36）：反馈电阻上并 C_F，在 $f=1/2\pi R_F{C}_F$ 处引入极点——一举两得：抵消零点的相移（稳定），高频增益钳在 1（滤噪）。实用形态：

$$V_{OUT}=-V_{IN}\frac{R_{F}Cs}{R_F{C}_{F}s+1}\text{\hspace{1em}(A-41)}$$

图 A-36 带噪声滤波的微分器：R/2 = R_F 做偏置电流补偿

三、振荡器家族

单电源正弦波振荡器三大门派：文氏电桥（Wien bridge）、相移（phase shift）、正交（quadrature）；外加三角波/方波发生器。

1. 文氏电桥派

基本文氏电桥（A-37）：选频网络在 ω = 2πf = 1/RC 处反馈同相、增益恰为 1/3，所以放大器增益必须是 3（R_F = 2R_G）。实际把增益调得大于 3 保证最坏情况下也起振——代价是输出靠饱和/截止限幅，失真很大。V_REF 把输出直流电位居中：

$$V_{REF}=\frac{\frac{V_{CC}}{2}}{1+\frac{R_F}{R_G}}\text{\hspace{1em}(A-42)}$$

图 A-37 基本文氏电桥振荡器：结构最简，失真最大

非线性反馈文氏电桥（A-38）：用小灯泡 R_L 代替增益设定电阻——灯丝电阻随温度（即随输出幅度）变化，自动把增益稳在 3 附近，输出永远碰不到电源轨，失真大减。设计要点：输出摆幅 < 最大保证摆幅的 75%，3R_L > 摆幅指标规定的负载电阻，V_REF 取 V_CC/5：

$$I_{LAMP}=\frac{V_{OUT(RMS)}}{R_F+R_L},R_F=\frac{2V_{OUT(RMS)}}{3I_{OUT(RMS)}}\text{\hspace{1em}(A-43/44)}$$

图 A-38 灯泡稳幅文氏电桥：靠灯丝非线性自动稳幅

AGC 文氏电桥（A-39）：D_1 半波整流输出 → R_1/R_2 分压给 FET Q_1 栅极加负偏 → 输出越大 Q_1 的漏源电阻越大 → 增益被自动拉回。C_1 长时间常数滤波保持幅度稳定，C_2 在振荡频率处视为短路。稳幅效果最好，成本也最高：

$$G=\frac{R_F}{R_{G1}+R_{G2}\Vert R_{FET}}\text{\hspace{1em}(A-45)}$$

图 A-39 AGC 稳幅文氏电桥：整流 + FET 自动增益控制

2. 正交振荡器（A-40）

两个运放都做积分器（两极点在 1/RC），同时输出相位差 90° 的正弦/余弦（quadrature）。R_1C_1 = R_2C_2 = R_3C_3 时振荡在 ω = 1/RC。积分器保证增益永远够振荡。缺点：正弦输出有一点失真，且很难消除。

图 A-40 正交振荡器：同时输出正弦与余弦

3. 相移派

经典相移振荡器（A-41）：三节 RC 各移相 −60° 时环路共移 −180°（配合反相放大凑成 360°），发生在 ω = 1.732/RC（tan 60° = 1.732）；此时 β = (1/2)³ = 1/8，所以增益 A ≥ 8 才起振。“三节 RC 互不加载”的假设不成立，实际振荡频率偏移、所需增益大于 8——这是它失宠的原因（当年有源器件贵才流行）。不失真的正弦要从第三节 RC 后面取（幅度最小、阻抗高），或外加 AGC：

$$A\beta ={\left(\frac{1}{RCs+1}\right)}^3\text{\hspace{1em}(A-46)}$$

图 A-41 经典相移振荡器：三节 RC，理论增益 8 起振

缓冲相移振荡器（A-42）：每节 RC 前加同相缓冲，“互不加载”假设成立，Aβ 公式真正成立、理论性能兑现（R_G ≫ R 时）。三只运放还能分摊增益降低失真。

Bubba 振荡器（A-43）：相移派的最强形态，一只四运放封装搞定。四节 RC 各移 −45°（ω = 1/RC 处），凑足 −180°；所需增益仅 G = (1/0.707)⁴ = 4。亮点：从相隔一级的运放输出可取低阻抗正交输出；从每个运放都能取输出（四路各差 45°）；低失真正弦波从 R 与 R_G 的接点取；相移振荡器中 dφ/df 最佳——频率漂移最小。要求所有输出都低失真时，把增益分摊到各运放（不影响振荡频率）：

$$A\beta ={\left(\frac{1}{RCs+1}\right)}^4\text{\hspace{1em}(A-48)}$$

图 A-43 Bubba 振荡器：四运放四节 RC，增益只需 4

4. 三角波振荡器（A-44）

运放做积分器 + 比较器（滞回由 R_1/R_F 和 V_CC/2 基准设定）：比较器输出为低时积分器正向充电，充到超过滞回门限，比较器翻转，积分器反向积分——三角波 + 方波同时产出。调整运放的参考电压可以让三角波上升/下降沿对称：

$$V_{OUT}=\frac{V_{CC}}{2}\pm \frac{V_{CC}{R}_1}{2R_F}\text{\hspace{1em}(A-49)}$$ $$f=\frac{R_F}{4CR{R}_1}\text{\hspace{1em}(A-50)}$$

图 A-44 三角波/方波振荡器：积分器 + 滞回比较器

四、选型速查

原书末尾附有单电源运放选型表（TLV 系列为主），关键维度：供电范围（1.8 V 起）、每通道电流（0.88 µA 微功耗到 mA 级高速）、失调电压、GBW、压摆率、是否轨到轨（I/O 或仅 O）、是否带关断。选择逻辑见第 18 章：应用逐项淘汰参数，先筛供电电压，再筛动态范围需求，最后在剩余候选里权衡功耗与速度。

常见坑

• 单电源下直接套分裂电源电路——输出到不了负压，电路失效（图 A-4）。
• 运放输入端出现负电压（哪怕上电瞬间）——反向击穿；记得留保护二极管的位置。
• 差分放大器电阻不匹配——共模抑制泡汤，共模噪声被当成信号放大。
• 裸积分器没有复位通路——漏电流迟早把它充饱和；裸微分器高频增益发散——又噪又振。都要选带补偿/滤波/复位的版本。
• 文氏电桥增益死调 3——最坏情况不起振；调太大——饱和限幅失真。要么灯泡稳幅，要么 AGC。
• 相移振荡器照抄理论频率和增益 8——RC 节互相加载，实际根本不振或频率跑偏；用缓冲版或 Bubba。
• DAC 输出 compliance 电压被接口电路顶破——DAC 饱和或饿死（第 18 章的教训在这里同样适用）。

通关标准：

• 给定传输函数形态（Y = ±mX ± b），能在本合集中指出对应的最少元件电路和”独立可调”电路。
• 能说出四种差分放大器变体各自解决什么问题（失调、高阻传感器、高共模、调增益）。
• 能解释为什么积分器要复位、微分器要滤波，并给出对应电路。
• 能按失真/成本/频率稳定度为振荡器选型：基本文氏 < 灯泡稳幅 < AGC；相移派选 Bubba；要正交输出选正交或 Bubba。

自测：为什么 A-6（反相端接负参考）比 A-5（同相端接正参考）更容易设定斜率和截距？

A-5 的公式里 R_F/R_G 在信号项和参考项中同时出现，动 R_F/R_G 会同时改变斜率和截距；A-6 拆成 R_G1（管信号斜率）和 R_G2（管参考截距）两个独立电阻，互不牵连。代价只是多一只电阻。

自测：高输入阻抗差分放大器为什么高频下失效？

V_IN1 的信号要穿过两级运放传播延迟，V_IN2 只穿过一级；低频时延迟差可忽略，高频时延迟差占信号周期的比例变大，两路信号时间错位，差分运算失效。

自测：电阻复位积分器还是"积分器"吗？它的传输特性是什么样？

不完全是。R_F 并在积分电容上持续放电，传输函数变为 $-V_{IN}(R_F/R_G)\cdot \frac{1}{R_{F}C+1}$：对数图上转折频率 $1/2\pi R_{F}C$ 之前是平坦增益，之后才以 −6 dB/倍频程下降——是”转折点电路”，只在低于转折频率时近似积分行为。

自测：文氏电桥为什么增益要略大于 3？付出什么代价？

反馈网络在振荡频率处的衰减正好是 1/3，理论增益 3 恰好维持振荡；但元件容差、温度漂移会让实际增益低于 3 而停振，所以取增益 >3 保证起振。代价：多余增益让输出幅度长大到被电源轨饱和/截止限幅——正弦波顶部削平，失真严重。灯泡稳幅或 AGC 就是专门收拾这个问题的。

自测：Bubba 振荡器比经典相移振荡器好在哪，至少说三点？

① 四节 RC 每节只移 −45°，所需起振增益从 8 降到 4，工作更从容；② 每节 RC 都有运放缓冲，互不加载，理论性能真实兑现；③ 可输出四路相位依次差 45° 的正弦，隔级取输出还能得到低阻抗正交信号；④ 相移振荡器中 dφ/df 最佳，频率漂移最小。