📘 第 11 章：电压稳压器

这一篇在干嘛？

整流滤波之后，我们得到的直流电压会随电网波动、负载变化而”晃来晃去”，直接给电路供电是不合格的。这一章讲的就是解决这个问题的最后一级电路——电压稳压器（voltage regulator）：先看怎么用数字衡量”稳不稳”（调整率），再依次拆解串联型、并联型、开关型三大类电路，最后落到实际工程中最常用的集成电路（IC）稳压器（7800/7900 系列、LM317/LM337、78S40 等）及其应用技巧。

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• 11-1 电压调整率与负载调整率
• 11-2 基本串联型稳压器
• 11-3 基本并联型稳压器
• 11-4 基本开关稳压器
• 11-5 集成电路稳压器
• 11-6 集成电路稳压器的应用
• 本章小结与关键公式
• 课后习题配图
• 自测题

11-1 电压调整率与负载调整率

“稳压器”的职责是：当输入电压（线路电压）或负载电流在规定范围内变化时，保持直流输出电压基本不变。那”基本不变”到底是多不变？工程上用两个指标来量化。

电压调整率 / 线路调整率（line regulation）：输入电压变化时，输出电压变化的百分比。

$$\text{电压调整率}=\left(\frac{\Delta V_{\mathrm{OUT}}}{\Delta V_{\mathrm{IN}}}\right)\times 100\%\text{\hspace{1em}(11-1)}$$

有时也写成”每伏特”的形式，即输入每变化 1 V，输出变化百分之几：

$$\text{电压调整率（每伏）}=\left(\frac{\Delta V_{\mathrm{OUT}}/V_{\mathrm{OUT}}}{\Delta V_{\mathrm{IN}}}\right)\times 100\%\text{\hspace{1em}(11-2)}$$

负载调整率（load regulation）：负载电流变化时，输出电压变化的百分比。空载（no-load，$V_{\mathrm{NL}}$）到满载（full-load，$V_{\mathrm{FL}}$）的输出电压差越小，说明稳压器”扛负载”的能力越强：

$$\text{负载调整率}=\left(\frac{V_{\mathrm{NL}}-V_{\mathrm{FL}}}{V_{\mathrm{FL}}}\right)\times 100\%\text{\hspace{1em}(11-3)}$$

如果已知稳压器的输出电阻 $R_{\mathrm{OUT}}$ 和最小负载电阻 $R_{\mathrm{FL}}$，也可以用：

$$\text{负载调整率}=\left(\frac{R_{\mathrm{OUT}}}{R_{\mathrm{FL}}}\right)\times 100\%\text{\hspace{1em}(11-4)}$$

练一练 1：某稳压器标称输出 8 V，当输入电压从 12 V 升到 18 V 时，输出只变了 2 mV。电压调整率是多少？

• $\Delta V_{\mathrm{IN}}=18-12=6\mathrm{V}$，$\Delta V_{\mathrm{OUT}}=2\mathrm{mV}$
• 电压调整率 $=\frac{0.002\mathrm{V}}{6\mathrm{V}}\times 100\%\approx 0.033\%$
• 换算成每伏：$0.033\%/6\mathrm{V}\approx 0.0056\%/\mathrm{V}$

练一练 2：某稳压器空载输出 10 V，满载输出 9.90 V，负载调整率是多少？

$$\text{负载调整率}=\frac{10-9.90}{9.90}\times 100\%\approx 1.01\%$$

常见坑：调整率的分母别用错

电压调整率的分母是输入电压的变化量 $\Delta V_{\mathrm{IN}}$，而负载调整率的分母是满载时的输出电压 $V_{\mathrm{FL}}$（不是空载电压 $V_{\mathrm{NL}}$）。两者混用是初学者最常犯的错误，算出来的数会差好几个百分点。

11-2 基本串联型稳压器

稳压器分两大类：线性稳压器（linear regulator）和开关稳压器（switching regulator）。线性稳压器又有两种基本形式——串联型（series）和并联型（shunt）。先看串联型。

整体结构：四个积木块

图：最简单的串联型线性稳压器示意（原书图 11-2a）

图：串联稳压器的基本组成框图（原书图 11-2b）

“串联”的意思是：控制元件（control element）串在输入与输出之间、与负载串联。整个闭环由四块组成：

1. 控制元件：一只功率晶体管，像一只”可调电阻”，负责实际抵消电压波动；
2. 取样电路（sampling circuit）：电阻分压器，时刻”盯着”输出电压的一小份样本；
3. 误差检测器（error detector）：把样本电压和一个标准电压比较，得出误差；
4. 基准电压源（reference）：提供那个”标准答案”。

一旦输出有要跑偏的苗头，误差检测器立刻指挥控制元件反向补偿，把输出按回去——这就是负反馈调压的全部思想。

基准电压源：稳压器的”尺子”

稳压器能不能稳，首先取决于基准电压稳不稳。传统做法用齐纳二极管（zener diode，见第 2 章 2-8 节）：只要流过它的电流和温度不变，它就能维持一个相当恒定的击穿电压。但齐纳管有三大缺点：

• 噪声偏大；
• 会随老化漂移（drift），电压慢慢变化；
• 对温度敏感：温度每变化 1 ℃，电压可能变化数百 ppm（parts per million，百万分之几）。

更好的选择是电压基准 IC（voltage reference IC）：一种专为”精准”而生的低噪声芯片。例如 LM4140 系列串联型基准，初始精度 0.1%，温度系数（tempco）低至 3 ppm/℃；LM4030 并联型基准初始精度更高（0.05%），温度系数 10 ppm/℃。

图：串联型与并联型电压基准的典型接法（原书图 11-3）

注意：并联型基准的电路符号和齐纳二极管一模一样。本章后面电路图里看到这个符号，按精度要求既可以放齐纳管，也可以放基准 IC。

图：系统视角——器件疲劳（device fatigue）提示（原书系统注释图）

还有一个工程视角的提醒：任何器件都会随时间改变特性。比如 LM4030 的长期稳定度指标是”1000 小时内漂移 40 ppm（25 ℃ 下）“。维修一套”指标不如从前”的精密系统时，即使每个器件看起来都能工作，也要把器件疲劳列入嫌疑名单。

调压动作：运放闭环怎么”纠偏”

图：基本运放串联稳压器（原书图 11-4）

图：输出欲降时——$V_{\mathrm{IN}}$ 或 $R_L$ 减小，反馈电压 $V_{\mathrm{FB}}$ 随之减小，运放输出 $V_{\mathrm{B}}$ 增大，抬高 $Q_1$ 发射极电压补偿（原书图 11-5a）

图：串联稳压器闭环调压的电路细节（原书图）

图：输入稳定在新低值后，负反馈使各点电压回到原值，$V_{\mathrm{OUT}}$ 保持恒定（原书图 11-5b）

图：输出欲升时的对称过程——$V_{\mathrm{B}}$ 减小，压低 $Q_1$ 发射极电压（原书图 11-5c、d）

整个闭环的工作逻辑可以这样读：

• $R_2$、$R_3$ 组成的分压器对输出电压”取样”，把一比例样本送到运放（operational amplifier, op-amp）的反相输入端；
• 运放同相端被齐纳管 $D_1$（或基准 IC）钳在一个几乎固定的 $V_{\mathrm{REF}}$ 上；
• 输出想下降 → 样本低于 $V_{\mathrm{REF}}$ → 运放放大这个”误差电压”，输出升高 → $Q_1$ 基极被抬高 → 发射极（即 $V_{\mathrm{OUT}}$）跟着被抬回去；输出想升高则一切反过来。

所以运放在这里其实接成了同相放大器（noninverting amplifier）：$V_{\mathrm{REF}}$ 是输入，$R_2/R_3$ 分压器是负反馈网络，闭环增益为

$$A_{cl}=1+\frac{R_2}{R_3}$$

于是稳压输出电压为

$$V_{\mathrm{OUT}}\cong \left(1+\frac{R_2}{R_3}\right)V_{\mathrm{REF}}\text{\hspace{1em}(11-5)}$$

结论：输出电压只由基准电压和 $R_2/R_3$ 反馈比决定，基本与输入电压无关——稳压就是这样实现的（前提是输入电压和负载电流都在规格范围内）。功率管 $Q_1$ 要扛全部负载电流，所以实际电路必须配散热片。

计算示例 11-3

已知：图 11-6 电路，$V_{\mathrm{REF}}=5.1\mathrm{V}$（齐纳电压），$R_2=R_3=10\mathrm{k\Omega }$。求输出电压和 $Q_1$ 的基极电压。

图：示例 11-3 的串联稳压器电路（原书图 11-6）

解：

$$V_{\mathrm{OUT}}=\left(1+\frac{R_2}{R_3}\right)V_{\mathrm{REF}}=\left(1+\frac{10\mathrm{k\Omega }}{10\mathrm{k\Omega }}\right)5.1\mathrm{V}=2\times 5.1\mathrm{V}=10.2\mathrm{V}$$

$Q_1$ 的基极电压比发射极（输出）高一个 $V_{\mathrm{BE}}$：

$$V_{\mathrm{B}}=10.2\mathrm{V}+V_{\mathrm{BE}}=10.2\mathrm{V}+0.7\mathrm{V}=10.9\mathrm{V}$$

练一练：把齐纳管换成 3.3 V，取 $R_2=22\mathrm{k\Omega }$、$R_3=18\mathrm{k\Omega }$，输出是多少？代入式 (11-5)：$(1+22/18)\times 3.3\approx 7.33\mathrm{V}$。

图：配套网站仿真文件 F11-06，演示基本运放串联稳压器的运行与电压调整性能（原书 Multisim 截图）

短路 / 过载保护：限流电路

负载电流一旦超限，串联的调整管很快就会烧毁，所以多数稳压器都带**限流（current limiting）**机构。

图：带恒流限流（constant-current limiting）的串联稳压器（原书图 11-7）

思路很巧：让负载电流流过小阻值检测电阻 $R_4$，在 $Q_2$ 的基极-发射极之间”造”出一个电压。当 $I_{\mathrm{L}}$ 达到预设的最大值时，$R_4$ 上的压降刚好（约 0.7 V）让 $Q_2$ 导通，把本该流入 $Q_1$ 基极的电流”抢”走一部分，$I_{\mathrm{L}}$ 就再也上不去了。由于 $Q_2$ 的 $V_{\mathrm{BE}}$ 不会超过约 0.7 V，$R_4$ 上电压被钳在 0.7 V，因此

$$I_{\mathrm{L}(\max )}=\frac{0.7\mathrm{V}}{R_4}\text{\hspace{1em}(11-6)}$$

计算示例 11-4

已知：图 11-8 电路，$R_4=1.0\Omega$。求该稳压器能向负载提供的最大电流。

图：示例 11-4 的限流稳压器电路（原书图 11-8）

解：

$$I_{\mathrm{L}(\max )}=\frac{0.7\mathrm{V}}{R_4}=\frac{0.7\mathrm{V}}{1.0\Omega }=0.7\mathrm{A}$$

练一练：如果输出被短路到地，电流是多少？答案还是 0.7 A——限流电路的存在使得短路电流被钳住，这正是”恒流限流”的含义。

折返式限流：过载时”主动降电流”

恒流限流的问题是：短路时调整管仍要承受 $I_{\mathrm{L}(\max )}$ 乘上全部压降，功耗很大。折返式限流（fold-back current limiting）专为大电流稳压器设计：过载时让输出电流反而掉到远低于峰值，把功耗摁下去。

图：带折返式限流的串联稳压器，比恒流限流多了 $R_5$、$R_6$（原书图 11-9）

和恒流限流相比，$R_4$ 上的压降现在不仅要克服 $Q_2$ 的开启电压 $V_{\mathrm{BE}}$，还要克服 $R_5$ 上的电压：

$$V_{R4}=V_{R5}+V_{\mathrm{BE}}$$

于是发生这样的连锁反应：过载 → 电流升到 $I_{\mathrm{L}(\max )}$，$Q_2$ 导通，电流无法再增 → 输出电压下降 → $R_5$ 上的电压成比例下降 → 维持 $Q_2$ 导通所需的 $R_4$ 压降变小 → 电流进一步下降。即**$V_{\mathrm{OUT}}$ 越低，$I_{\mathrm{L}}$ 越小**：

图：折返式限流的输出特性——短路时电流”折返”到远低于峰值的水平（原书图 11-10）

好处：正常时可以用满峰值负载电流，一旦短路，电流自动跌落、器件不过热。

本节要点自问：串联稳压器的四个基本组成部分是什么？（控制元件、误差检测器、取样电路、基准源。）输出 8 V、闭环增益为 4 时基准电压是多少？（$V_{\mathrm{REF}}=8/4=2\mathrm{V}$。）

常见坑：别把 0.7 V 当成"随便设的常数"

式 (11-6) 里的 0.7 V 是 $Q_2$ 发射结的正向导通压降，是硅管的物理特性，不是设计者可以挑选的参数。想改限流值，只能改 $R_4$ 的阻值；同时别忘了核算 $R_4$ 的功率等级（$P=I^{2}R$）。

通关标准：

能脱稿画出”取样—误差放大—基准—调整管”的闭环框图；能用式 (11-5) 一步算出输出电压；能解释限流晶体管 $Q_2$ 是如何”抢走”调整管基极电流的，就算过关。

11-3 基本并联型稳压器