📶 本篇是原 10 章系列的合并版
从「它是什么」一路讲到「画出能用的电能计量板」，按顺序往下读即可；用文章左侧的「目录」面板可以随时跳转到任意小节。
📟 ds-01 芯片速览
第一次看到 ADS131M02 这个名字，可以把它拆开理解：
- ADS：Analog-to-Digital with Serial，TI 的 ADC 产品线命名前缀；
- 131：产品系列号；
- M02：M 表示电能计量优化（Metrology），02 表示 2 通道。
🔋 一句话定位
ADS131M02 是一颗 2 通道、同步采样、24 位 Δ-Σ ADC，内置 PGA、基准、数字滤波和 SPI 接口。它专为电能计量、功率监测、断路器保护等对动态范围和相位精度要求高的场景设计。
⭐ 核心指标速览
Example
指标 数值/能力 通俗解释 分辨率 24 位 每个采样点有 1677 万个量化台阶 通道数 2 通道 可同时测电压、电流各一路 采样方式 同步采样 两路在同一时刻采样，保证相位关系 最高数据速率 64 kSPS 每秒最多输出 64000 个 24 位采样点 可编程增益 1 ~ 128 小信号可放大 128 倍再转换 动态范围 102 dB（1 增益，4 kSPS） 能同时看清大信号和微弱信号 输入阻抗 高阻抗输入 可直接接传感器，减小负载效应 功耗 2.3 mW 3V 供电下很省电
🎯 典型应用场景
- 电表：商业电表、住宅电表，测电压电流算功率/电能；
- 断路器：快速检测过流、漏电；
- 保护继电器：电网保护设备；
- 电能质量监测：谐波、闪变分析；
- 电池测试/电池管理系统：高精度电流、电压监测。
一句话：凡是需要「高精度、两路同时采、带相位关系的模拟量测量」的地方，它都能派上用场。
🧩 内部结构框图
下图就是 ADS131M02 的「身份证照片」。读懂这张图，你就掌握了这颗芯片的灵魂：
图 1-1. ADS131M02 简化版方框图
框图从左到右可以分成四段：
- 模拟输入前端：AIN0P/N、AIN1P/N，直接接传感器；
- PGA + ΔΣ ADC：可编程增益放大器 + Δ-Σ 调制器，把模拟信号变成高速 1 位流；
- 数字滤波器 + 相位/校准：把噪声滤掉、补偿通道相位、自动修正偏移/增益误差；
- SPI 控制接口：CS/SCLK/DIN/DOUT 与 MCU 通信，读出数据、配置寄存器。
记忆口诀
模拟进 → PGA 放大 → ΔΣ 转换 → 数字滤波 → 校准修正 → SPI 出。
🛡️ 为什么它能做电能计量？
电能计量需要同时测量电压和电流，并且精确知道它们之间的相位差。普通多路复用 ADC 是「轮流采样」两路，会引入通道间时间差；而 ADS131M02 是 同步采样，两路在同一时刻锁存，相位误差极小。再加上 24 位分辨率和内部相位校准寄存器，算有功/无功功率就更准。
ADS131M02 的「M02」代表什么意思？
M 表示 Metrology（电能计量优化），02 表示 2 通道。
同步采样对电能计量有什么好处？
两路在同一时刻采样，没有通道间时间差，相位关系准确，功率计算更准。
ADS131M02 的模拟输入可以直接接 220V 市电吗？
不能直接接。市电电压远超输入范围，需要用电压分压器或 CT/罗氏线圈等传感器把信号缩小到 ±1.2V/Gain 以内。
📌 ds-02 引脚与封装
ADS131M02 提供两种封装：20 引脚 TSSOP（较大，好焊接）和 20 引脚 WQFN（3mm×3mm，省空间）。引脚功能完全相同，只是排列不同。本节把引脚分成电源组、模拟输入组、SPI 数字组、控制组四类来讲。
🏗️ 两种封装对比
Example
图 5-1. RUK 封装 20 引脚 WQFN 顶视图
图 5-2. PW 封装 20 引脚 TSSOP 顶视图
🔌 引脚功能分组速查
Example
分组 引脚名 类型 作用 电源 AVDD 电源输入 模拟电源 2.7~3.6V AGND 地 模拟地 DVDD 电源输入 数字 I/O 电源 1.65~3.6V DGND 地 数字地 — CAP 模拟输出 内部 LDO 输出，外接 220nF 到 DGND 模拟输入 AIN0P / AIN0N 模拟输入 通道 0 差分输入正 / 负 AIN1P / AIN1N 模拟输入 通道 1 差分输入正 / 负 所有模拟输入可直接接传感器，高阻抗 SPI 数字 CS 数字输入 片选，低电平有效 SCLK 数字输入 SPI 时钟 DIN 数字输入 主机 → 从机数据（MOSI） DOUT 数字输出 从机 → 主机数据（MISO） DRDY 数字输出 数据准备好，低电平有效 控制 CLKIN 数字输入 主时钟输入，典型 8.192MHz SYNC/RESET 数字输入 同步转换或复位，低电平有效
⚠️ 画原理图要特别注意
- NC 引脚：数据手册说可以悬空，但建议按 TI 推荐处理，不要接地或电源；
- Thermal Pad（WQFN 底部散热焊盘）：必须接到 AGND，不要悬空；
- AGND 与 DGND：芯片内部已分开，PCB 上建议在芯片下方单点连接；
- CAP 引脚：内部 LDO 输出，必须接 220nF 到 DGND；如果 DVDD≤2V，可以把 CAP 与 DVDD 短接，用外部 1.8V 供电。
新手常见错误
把 WQFN 底部散热焊盘悬空。这会导致散热不良、EMI 变差，严重时参考不稳定。务必接 AGND。
AIN0P 和 AIN0N 是什么关系？
它们是一对差分输入。P 是正端，N 是负端，ADC 转换的是两端的电压差 VAIN0P - VAIN0N。
DRDY 引脚有什么用？
DRDY（Data Ready）是 ADC 告诉主机「新采样点已准备好」的信号。主机可以靠它触发 SPI 读数。
CAP 引脚必须接什么？
正常工作下必须接 220nF 电容到 DGND。如果 DVDD≤2V，可以把 CAP 短到 DVDD。
📏 ds-03 看懂电气规格
数据手册第 6 章「Specifications」是设计的「安全边界」。初学者常觉得表格吓人，其实只要抓住三个区域：绝对最大额定值、推荐工作条件、电气特性。
🚨 绝对最大额定值（Absolute Maximum Ratings）
这一页不是让你「正常工作」用的，而是告诉你：只要超过这些值，芯片就可能永久损坏。例如：
- AVDD 到 AGND：–0.3V ~ +3.9V
- 模拟输入 AINxP/N：AGND–1.6V ~ AVDD+0.3V
- 结温 TJ：最高 150°C
关键理解
绝对最大额定值 ≠ 推荐工作条件。你可以偶尔踩到 3.8V 不烧，但不保证芯片性能正常。
✅ 推荐工作条件（Recommended Operating Conditions）
这是设计的「舒适区」。只要在这个范围内，TI 保证芯片按规格工作。重点看：
- AVDD / DVDD：2.7V ~ 3.6V（正常模式），待机/电流检测模式最低 2.4V；
- AGND 与 DGND 电位差：–0.3V ~ 0.3V，说明两个地不要差太多；
- CLKIN 频率：HR 模式典型 8.192MHz，LP 模式 4.096MHz，VLP 模式 2.048MHz；
- 工作温度：–40°C ~ +125°C，工业级。
🌡️ ESD 与热信息
- HBM（人体模型）：±2000V，普通生产环境合格；
- CDM（充电器件模型）：±500V；
- 热阻 θJA：TSSOP 约 99°C/W，WQFN 约 54°C/W。WQFN 散热更好，但焊接难度稍大。
设计原则
留 20% 余量。比如电源标称 3.3V，选 LDO 时至少留到 3.0~3.6V 都能稳；输入信号峰值按满量程的 80% 设计，给浪涌留空间。
绝对最大额定值和推荐工作条件有什么区别？
绝对最大额定值是「超过可能损坏」的极限；推荐工作条件是「保证性能和寿命」的舒适区。
HR、LP、VLP 三种模式对 CLKIN 有什么要求？
HR 用 8.192MHz，LP 用 4.096MHz，VLP 用 2.048MHz。时钟必须匹配模式，否则性能不保证。
AGND 和 DGND 之间允许多大的电压差？
–0.3V 到 +0.3V。设计时要把两个地在芯片附近单点连接，避免地电位差过大。
📊 ds-04 核心参数解读
电气特性表（Electrical Characteristics）是选型的硬指标。对 ADS131M02 这种计量 ADC，最需要关注的参数是：噪声、动态范围、THD、输入阻抗、功耗。本节用几张关键曲线带你入门。
📉 噪声直方图：芯片到底有多「安静」
把 ADC 输入短接（0 输入），连续采集很多次，得到一连串输出码。理想情况下所有码都相同；实际会形成一个分布。分布越窄，噪声越小。
图 6-20/6-21. 单器件噪声直方图（4 kSPS / 32 kSPS）
这张图展示了两种数据速率下的噪声分布。可以看到：
- 4 kSPS 时分布更窄，噪声更小；
- 32 kSPS 时分布更宽，噪声更大；
- 原因是：数据速率越高，数字滤波器带宽越宽，通过的噪声就越多。
trade-off
低速率 = 低噪声 + 高动态范围；高速率 = 高带宽 + 略差噪声。电能计量通常用 4~8 kSPS。
🌈 动态范围 vs 增益
动态范围（Dynamic Range）可以理解为 ADC 能同时分辨的最大信号与最小信号的比值，单位 dB。增益越高，满量程范围（FSR）越小，能测的最小信号也越小，但动态范围会下降。
图 6-23/6-24/6-25. 动态范围与增益关系
从图中能看出：
- 增益=1 时动态范围最大，约 102dB（4kSPS）；
- 增益增大到 128，动态范围下降，但能测到 µV 级小信号；
- 所以选增益时不是越大越好，而是「够用就行」。
🔌 输入偏移电流与输入阻抗
ADS131M02 的 PGA 在低增益时输入阻抗约 330kΩ（折算到 fMOD），高增益时由于预充电缓冲器，输入阻抗可达 1MΩ 以上。这对前端设计很重要：
图 6-4/6-5. 输入偏移电流与输入阻抗随增益变化
- 高输入阻抗意味着 ADC 从传感器汲取的电流极小，不会显著改变被测信号；
- 低增益时输入阻抗较低，前端源阻抗要匹配，否则增益误差和线性度会变差。
🔑 其他关键指标速查
- THD（总谐波失真）：–100dB，说明对正弦信号的谐波抑制很好；
- CMRR（共模抑制比）：对电源/温度变化不敏感；
- 通道串扰：–120dB，两路之间几乎不互相干扰；
- 功耗：HR 模式约 2.3mW（3V），LP/VLP 更低。
为什么 32 kSPS 的噪声比 4 kSPS 大？
数据速率越高，数字滤波器带宽越宽，允许更多噪声通过。低速率可以通过更长时间平均来降低噪声。
增益选得越大越好吗？
不是。增益越大，满量程范围越小，能测的小信号也越小，但动态范围会下降。应该根据实际传感器输出幅值选「够用」的增益。
高输入阻抗对传感器有什么好处？
ADC 汲取的电流小，不会显著拉低被测信号电压，特别适合高阻抗传感器或分压器前端。
🧩 ds-05 内部结构解析
本节把框图拆开，按信号流向讲解每个模块的作用。读完你会明白：为什么 ADC 前面要加 PGA、为什么 Δ-Σ 后面要跟数字滤波器、为什么相位校准和增益校准能做在芯片里。
🛡️ 输入 ESD 保护
模拟输入引脚内部有 ESD 二极管，用于保护芯片免受静电和过压冲击。注意：负压保护不是靠对 AGND 的肖特基二极管，而是靠反向击穿二极管，因为 ADS131M02 支持输入信号低于地电位。
图 8-1. 输入 ESD 保护电路
注意
ESD 二极管只能吸收静电脉冲，不能替代外部 TVS/限流电阻。长期过压仍会损坏芯片。
🎚️ 输入多路复用器（MUX）
每个通道前都有一个 MUX，可以通过 CHn_CFG 寄存器的 MUXn[1:0] 位选择输入源：
- 00：外部模拟输入 AINxP/N（正常工作）；
- 01：AGND（用于偏移校准）；
- 10/11：内部正/负 DC 测试信号（用于诊断和校准）。
图 8-2. 输入多路复用器
MUX 让同一套硬件既能测外部信号，也能做自检和校准，非常实用。
🔊 可编程增益放大器（PGA）
PGA 提供 1、2、4、8、16、32、64、128 共 8 档增益。满量程输入电压：
FSR = ±1.2 V / Gain
例如增益=1 时输入范围 ±1.2V；增益=128 时只有 ±9.375mV。小信号用大增益，大信号用小增益，防止削顶。
⚡ Δ-Σ 调制器
这是 ADC 的心脏。输入模拟电压先被过采样（采样率远高于目标数据率），再量化成 1 位高速位流。调制器会把量化噪声「推」到高频，而低频（有用信号频段）的噪声被压低。后面跟的数字滤波器再把高频噪声滤掉。
一句话
Δ-Σ 的核心思想：用速度换精度。采样越快，越容易通过数字滤波把噪声压低。
🎛️ 电压基准与时钟
- 1.2V 内部基准：低漂移、快速启动，直接决定满量程和精度；
- CLKIN：外部 LVCMOS 时钟，所有内部时序都源自它；fMOD = fCLKIN / 2；
- 功耗模式：HR/LP/VLP 通过改变内部偏置电流来权衡噪声与功耗。
MUX 选择 AGND 输入有什么用？
把输入接到 AGND，可以测出 ADC 本身的偏移误差，用于后续偏移校准。
Δ-Σ ADC 为什么要在调制器后面加数字滤波器？
调制器把量化噪声推到高频，数字滤波器负责衰减这些高频噪声，只保留有用频段，从而提高有效分辨率。
如果 CLKIN 是 8.192MHz，调制器频率 fMOD 是多少？
fMOD = fCLKIN / 2 = 4.096MHz。
🎛️ ds-06 数字滤波器与数据速率
Δ-Σ ADC 输出的 1 位流不能直接当「24 位数据」用，需要数字滤波器把它还原成低速率高精度的采样值。ADS131M02 用的是线性相位 sinc（FIR）滤波器，本节讲清楚它如何决定数据速率和噪声。
🧮 过采样率 OSR
OSR = fMOD / fDATA。fMOD 是调制器频率，fDATA 是最终输出数据率。例如 fMOD=4.096MHz，想要 fDATA=4kSPS，则 OSR=1024。
图 8-3. 数字滤波器实现
OSR 越大， averaging 越多，噪声越低；OSR 越小，输出越快，噪声越大。
📈 Sinc 滤波器频率响应
sinc 滤波器在通带内平坦，在 fDATA 整数倍处有大陷波。这个特性非常适合抑制 50Hz/60Hz 工频及其谐波。下图展示了 OSR=1024 时的幅频响应：
图 8-6/8-7. 数字滤波器响应（OSR=1024）
实用提示
把 fDATA 设为 50Hz 的整数倍（如 4kSPS = 50×80），可以让 sinc 滤波器的陷波正好落在工频谐波上，抑制电网噪声。
🚀 快速建立模式（Fast-Settling）
普通 sinc3 滤波器稳定时间较长。ADS131M02 提供快速建立模式，适合刚上电或切换配置后快速获得有效数据。两种模式的响应曲线略有不同，上图也包含了这个对比。
🚫 DC Block 滤波器
有些应用（如电流检测）只关心交流成分，不在乎直流偏移。DC Block 滤波器可以滤除直流分量，避免缓慢漂移影响判断。
图 8-8. DC Block 滤波器拓扑
📋 数据速率配置速查
CLOCK 寄存器的 OSR[2:0] 选择 OSR，TBM 位可开启额外 OSR=64 的超高速模式。HR 模式 8.192MHz 时钟下常见配置：
- OSR=16384 → 250 SPS，噪声最低；
- OSR=1024 → 4 kSPS，电能计量常用；
- OSR=256 → 16 kSPS，谐波分析常用；
- OSR=64（TBM）→ 64 kSPS，最高速度。
OSR 越大，噪声越小还是越大？
OSR 越大，对调制器输出的平均时间越长，输出带宽越窄，噪声越小。
sinc 滤波器的陷波特性有什么应用价值？
可以把陷波点对准 50Hz/60Hz 工频谐波，有效抑制电网干扰。
什么时候启用 DC Block 滤波器？
当只关心交流成分、不希望直流偏移或慢漂移影响结果时，例如电流检测或某些交流信号测量。
🔄 ds-07 相位校准与全局斩波
电能计量中，电压和电流的相位差直接决定功率因数和电能计算精度。电流互感器（CT）或罗氏线圈会引入相位延迟，ADC 内部可以通过 相位校准 和 全局斩波 来补偿和降低温漂。
⏱️ 通道间相位延迟校准
ADS131M02 每个通道都可以独立设置相位延迟，分辨率为 244ns（8.192MHz 时钟）。通过 CHn_CFG 寄存器的 PHASEn[9:0] 位，可以让一个通道「等一等」另一个通道，从而对齐采样时刻。
图 8-9/8-10/8-11. 通道相位校准示例
例如：电压通道相位设为 0，电流通道设为正延迟，就能补偿 CT 造成的超前或滞后。
🔧 校准框图
除了相位，芯片还能做偏移校准和增益校准。校准流程是：
- 零输入 → 测出偏移 → 写入 CHn_OCAL 寄存器；
- 已知满量程输入 → 测出增益误差 → 写入 CHn_GCAL 寄存器；
- 正常工作时，芯片自动减去偏移、乘以增益系数。
🌡️ 全局斩波模式（Global-Chop）
全局斩波是降低温漂和 1/f 噪声的利器。原理：周期性地交换差分输入正负极，把运放/调制器的偏移误差调制到高频，再用数字滤波滤除。
图 8-15. 全局斩波模式实现
图 8-16. 全局斩波转换时序
启用全局斩波后：
- 噪声降低约 √2 倍；
- 温漂大幅改善；
- 代价：建立时间变长，有效数据率降低；
- 相位校准自动禁用，因为输入被不断交换。
选择建议
对计量精度要求极高的静态测量开全局斩波；对实时性要求高、动态变化快的测量用普通连续转换。
相位校准的分辨率是多少？
244ns（fCLKIN=8.192MHz 时）。通过 PHASEn[9:0] 设置，共 10 位。
全局斩波模式的代价是什么？
转换周期变长，数据率降低，相位校准自动禁用。换来的是更低的温漂和噪声。
偏移校准和增益校准分别解决什么问题？
偏移校准解决零输入时的输出偏差；增益校准解决满量程输入时的比例误差。两者写入寄存器后芯片自动应用。
🔋 ds-08 工作模式与电流检测
ADS131M02 不只是一个「一直采样」的 ADC，它还有低功耗待机和专门的电流检测模式。理解这些模式，对电池供电或窃电检测类应用很关键。
🔄 功能模式状态图
上电复位后进入连续转换模式，MCU 可以通过命令切换到待机或电流检测模式。
图 8-13. 器件功能模式状态图
- 连续转换模式：正常工作，持续输出采样数据；
- 全局斩波模式：连续转换的特殊形式，降低漂移；
- 待机模式（STANDBY 命令）：关闭通道、基准和非必要电路，寄存器保留；退出用 WAKEUP 命令；
- 电流检测模式：周期性以低功耗采样，检测是否有过流/窃电。
🛡️ 电流检测模式
电流检测模式用于设备掉电或低功耗运行时，仍然周期性监测电流。如果检测到的电流绝对值超过阈值，就通过 DRDY 唤醒主机。
图 8-17. 电流检测模式流程图
流程要点：
- 设备进入电流检测模式，按配置采集若干样本（CD_LEN）；
- 比较结果与阈值 CD_THRSHLD；
- 超过阈值次数达到 CD_NUM 后，判断为真实过流；
- 若 CD_ALLCH=1，需要所有使能通道都触发才唤醒；否则任一通道触发即可。
⚡ 三种功耗模式
在连续转换模式下，还有 HR/LP/VLP 三种功耗-性能档位：
| 模式 | 时钟 | 功耗 | 适用场景 |
|---|---|---|---|
| HR | 8.192MHz | 最高 | 最高精度计量 |
| LP | 4.096MHz | 中等 | 一般精度、省电 |
| VLP | 2.048MHz | 最低 | 电池、低功耗监测 |
记忆
HR = High Resolution，LP = Low Power，VLP = Very Low Power。时钟越快、功耗越高、噪声越低。
如何从待机模式唤醒 ADS131M02？
发送 WAKEUP 命令，并重新提供 CLKIN。唤醒后调制器需要 8×tMOD 的建立时间。
电流检测模式主要用来做什么？
在低功耗状态下周期性监测电流，检测过流或窃电事件，触发 DRDY 唤醒主机。
全局斩波模式下相位校准还能用吗？
不能。全局斩波模式下相位校准自动禁用，因为输入极性在不断交换。
📡 ds-09 SPI 通信与寄存器
ADS131M02 通过 SPI 与 MCU 通信。它是 SPI 从机，固定使用 Mode 1（CPOL=0，CPHA=1）：空闲时钟低，数据在 SCLK 上升沿变化、下降沿采样。
🎛️ SPI 信号速览
- CS：片选低有效。一帧通信内保持低电平；
- SCLK：时钟输入，数据在上升沿变化、下降沿锁存；
- DIN：主机发送给 ADC（MOSI）；
- DOUT：ADC 回传给主机（MISO），CS 高时高阻；
- DRDY：数据准备好，可配成电平或脉冲模式；
- SYNC/RESET：同步转换或复位。
📨 通信帧结构
每个 SPI 帧由若干个字组成，字长可设为 16/24/32 位（MODE 寄存器的 WLENGTH 位）。典型 24 位模式下：
图 8-18. 典型通信帧
- 主机发送：命令字 + 命令 CRC/0 + 两个 dummy 字；
- 从机回复：上一帧命令的响应字 + 通道 0 数据 + 通道 1 数据 + CRC/状态字。
注意：ADC 输出的是上一帧命令的响应，不是当前帧。这是流水线延迟，写代码时要特别注意。
📝 读寄存器时序
读寄存器分两步：第一帧发送 RREG 命令，第二帧接收寄存器值。
图 8-23. 读取单个寄存器
🗂️ 关键寄存器速查
| 寄存器 | 地址 | 作用 |
|---|---|---|
| ID | 00h | 芯片 ID，上电可读 |
| STATUS | 01h | 状态位：锁定、CRC 错误等 |
| MODE | 02h | SPI 字长、DRDY 格式、CRC 使能等 |
| CLOCK | 03h | OSR、功耗模式、通道使能 |
| GAIN1 | 04h | 两通道 PGA 增益 |
| CFG | 06h | 全局斩波、电流检测配置 |
| CH0_CFG / CH1_CFG | 09h / 0Ch | 通道输入 MUX、相位 |
| CH0_OCAL / CH1_OCAL | 0Ah/B / 0Dh/E | 偏移校准 |
| CH0_GCAL / CH1_GCAL | 0Ah/B? 具体见手册 | 增益校准 |
提醒
配置寄存器时建议先关闭通道（CLOCK 寄存器），写短帧完成配置后再开启，避免读出不完整数据。
💻 代码伪代码理解
数据手册给了完整 C 风格伪代码，核心流程是：
- 初始化 MCU SPI、GPIO、DMA、CLKOUT；
- 等 DRDY 变高，说明芯片准备好通信；
- 写 CLOCK 寄存器设置 OSR、功耗模式；
- 写 MODE 寄存器设置 DRDY 格式、字长；
- 写 GAIN1/CH_CFG 设置增益和输入；
- 使能 DRDY 中断，在中断里发 dummy 字读回 ADC 数据。
ADS131M02 使用 SPI 哪种模式？
Mode 1：CPOL=0（空闲低），CPHA=1（下降沿采样）。
为什么读寄存器需要两帧？
第一帧发送 RREG 命令，ADC 在下一帧才把寄存器值放到 DOUT 上。这是流水线延迟。
配置寄存器前为什么建议先关闭通道？
避免在配置过程中读到不完整的转换数据，保证后续数据帧格式一致。
🛠️ ds-10 应用电路与布局
学完芯片内部，本节看怎么把它接到真实电路里。重点讲三块：模拟前端抗混叠滤波、最小系统连接、PCB 布局。
🎚️ 抗混叠滤波器
ADC 采样前必须在输入端加低通滤波，防止高于 fMOD/2 的频率混叠到有用频段。对 Δ-Σ ADC 来说，数字滤波器本身已提供很强衰减，所以通常只需一阶 RC 滤波。
图 9-1. 推荐抗混叠电路
图中用 1kΩ 电阻 + 10nF 电容，截止频率约 16kHz，对 CLKIN 2~8.2MHz 范围都适用。RFILT 不要太大，否则会影响输入阻抗和建立时间。
🔌 最小连接
如果 MCU 引脚紧张，可以把 CS 直接拉低（ADS131M02 是唯一从机时），用 DRDY 或 CLKIN 计数来做同步。
图 9-2. ADS131M02 最小连接
注意
CS 长期拉低时建议启用 SPI 超时（TIMEOUT 位），防止通信失步后无法恢复。
⚡ 电能计量前端
典型单相电表：一路 CT 测电流，一路电阻分压测电压。
图 9-6. 电压测量前端
图 9-7. 电流测量前端
- 电压通道：分压把 220V 降到 mV 级，注意电阻耐压和功率；
- 电流通道：CT 二次侧经 burden 电阻变成电压。用两个相同电阻「分压接法」比单个电阻 THD 更好。
🔋 电源与去耦
- AVDD、DVDD 各自用 1µF MLCC 就近去耦；
- CAP 引脚 220nF 到 DGND；
- 模拟地和数字地在芯片下方单点连接，不要形成地环路。
🖥️ PCB 布局要点
图 11-1. 布局示例
- 地层：尽量有一层完整接地平面，模拟地和数字地在芯片下短接；
- 模拟/数字分区：模拟输入在左，数字接口在右，减少串扰；
- 电容贴芯片：去耦电容和抗混叠电容尽量靠近引脚，走线短而粗；
- 时钟走线：CLKIN 远离模拟输入，避免过冲和毛刺；
- C0G 电容：模拟输入前端用 C0G/NP0，温漂小；电源去耦用 X7R。
布局口诀
模拟数字分开走，电容紧靠电源脚，地平面要完整，CLKIN 别挨模拟口。
为什么 ADC 输入前要加抗混叠滤波器？
防止高于奈奎斯特频率的信号混叠到有用频段，造成无法消除的干扰。
电压通道和电流通道前端有什么不同？
电压通道用电阻分压把高电压降到 ADC 范围；电流通道用 CT 加 burden 电阻把电流变成电压。
PCB 上模拟地和数字地应该怎么接？
在芯片附近单点短接，不要多处连接形成地环路。最好有一层完整的地平面。